逆變電源范文

導語：如何才能寫好一篇逆變電源，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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關鍵詞：電力專用逆變電源；不間斷；UPS

中圖分類號：TP302 文獻標識碼：A 文章編號：1009-3044（2013）35-8172-02

逆變電源作為電力系統中提供電源的設備，為發電廠和變電所中的監控主機、備機、前置機、五防設備、通訊載波設備、視頻監控設備和遠動通訊設備提供不間斷電源，在發電廠、變電所中具有重要地位。當系統檢修或因故障臨時或突然停電時，具有與UPS同樣的功能，能夠不間斷為調度主站、集控站等提供廠站設備的實時監測信息，保證了數據的實時性、可靠性，為電力調度指揮提供了充分保證。在電力系統中是不可或缺的設備。

1 概述

本文所述的電力專用逆變電源采用16位微處理器和高可靠性的智能功率模塊。設備結合現代數字化設計理念，采用了人性化的設計，面板用液晶來循環顯示裝置的輸出電壓和電流，且設備在旁路運行、逆變運行、逆變故障和直流異常時皆有指示燈來指示運行狀態。電壓變換部分用變壓器隔離，具有響應速度快，抗沖擊能力強，逆變、市電自動轉換等特點，而且因為電源設計采用變壓器隔離措施，使直流輸入、交流輸出相互隔離，使設備的電能質量和可靠性得到有效提高。此外模塊采用智能設計，具有直流欠壓、過流、過溫保護及故障指示功能；電路的特殊設計，使得它的能量源直流電壓輸入無極性要求，避免因極性接錯而損壞設備的事情發生，為用戶提供了使用上的便利性。

2 技術參數

電力專用逆變電源可在環境溫度0℃至+45℃、相對濕度≤90%、大氣壓力86kPa ～106kPa的環境使用，同時要求周圍環境無強烈震動和沖擊、無強電磁場干擾、無嚴重塵埃、無引起爆炸的危險介質、導電顆粒和嚴重霉菌，以保證其運行可靠，使用壽命達到預期。它的輸入電源有兩種：直流電源和市電交流，且對直流電的輸入域度要求很寬。市電從旁路輸入，輸入電壓允許范圍 ：單相AC 220V±20% 。直流輸入電壓可以是220V或110V兩種，220V電壓輸入的模塊電壓允許范圍為187 V～275V，而110V電壓輸入的模塊電壓允許范圍為94V～138V。輸出額定容量可以是0.5kVA、1.0kVA、2.0kVA或根據用戶需求定制。交流輸出額定容量：0.5KVA 或1.0KVA 或2.0KVA 或根據用戶需求定制。輸出電壓：AC220V±5%，輸出頻率：50Hz±1%。具有較強的帶載能力，最高可達到9A以上，線性負載情況輸出波形失真率（THD）小于5%，負載變化由空載到滿載的動態響應也小于5%。

3 原理設計

電力專用逆變電源設備由輸入緩啟動單元，SPWM逆變單元，逆變、旁路切換單元，輸出濾波單元，內置監控單元構成。它集合了微機測控、變壓器技術于一體，具有精度高、響應快、可靠性好、無波形畸變等特點，可作為發電廠、變電站的專用UPS使用。它的直流輸入220V或110V經過緩啟動單元和濾波電路后，采用雙極性正弦波脈寬調制方式（SPWM）對逆變器進行控制，將平穩直流變換為脈寬調制輸出的交流，該交流基波頻率為所需要的電源輸出頻率。逆變器輸出的脈寬調制波經輸出LC濾波電路濾波，變壓器變壓隔離后，輸出所要求的正弦波交流電。SPWM脈寬調制電路根據電源和負載當直流母線電壓處于正常范圍時，經濾波、隔離后，經過逆變部分產生標準的220V正弦波電壓向負載供電。逆變器供電狀態時，輸出為穩壓、穩頻狀態。當逆變器故障或者直流系統故障時，將由逆變供電狀態轉向由旁路供電狀態，此時輸出為旁路輸出狀態，不穩壓、不穩頻。假如關掉后面板上的逆變輸出的船形電源開關，也將轉向由旁路供電的狀態。設計時設備還充分考慮了輸入輸出過載等的保護情況，具有較強的過載能力。逆變運行時，負載功率超過額定的105%時，延時90±3s后關斷逆變輸出，超過額定的120%時，延時10±2s后關斷逆變輸出，需關機才能復位。此時由旁路電源供電；輸出短路時，逆變電源輸出將自動關閉，需關機才能復位，此時由旁路電源供電；當輸入直流電壓低于180V或90V時，裝置的直流異常指示燈亮；當輸入直流電壓低于170V或85V時，逆變電源輸出將自動關閉，需關機才能復位，此時由旁路電源供電。逆變時在阻性負載的情況下工作效率大于80%。

設備的各種運行狀態在設計時都充分考慮到了，各種運行狀態都有明確的指示燈指示。當旁路運行燈點亮時，說明設備的輸出是由旁路電源輸出的。當逆變運行燈點亮時，說明設備的輸出為由逆變器輸出。當直流異常燈點亮時，說明設備的輸入直流電壓已經低于180V或90V，當直流電壓恢復至195V或98V時，該指示燈自動熄滅。當逆變故障燈點亮時，有以下幾種情況：

1） 逆變輸出短路時，該指示燈0.5s閃爍一次；

2） 逆變輸出過載時，該指示燈0.2s閃爍一次；

3） 逆變輸出過載保護后，該指示燈常亮。

為了能夠保證變電站運行人員實時監視到設備的運行狀態和運行參數，掌握設備的運行健康狀況，設備還設計了軟件通訊功能，它具有RS485A和RS485B兩個通訊口，采用通用的CDT或MODBUS規約來將設備的運行參數和運行狀態送到后臺，方便遠程監視和掌控。

4 結論

隨著我國電力系統的不斷發展，發電廠和變電站的建設越來越多，對設備的可靠性和實時性和不間斷性的要求越來越高，必然的對電力專用逆變電源的需求也不斷增多。隨著該設備功能的不斷完善和功能的增多，必將有廣闊的市場應用前景。

參考文獻：

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[關鍵詞]高頻逆變；交直交變頻；集成控制器；車載電源

[DOI]10.13939/ki.zgsc.2015.45.071

1 引 言

車載逆變電源作用是把汽車蓄電池12V或24V的直流電轉變為50Hz的交流電，得到的交流電可以給筆記本電腦、數碼攝像機、普通照明燈、平板電腦、電動工具、車載冰箱等使用220V交流電源的用電設備供電。車載逆變電源在國外普遍受到歡迎。中國已成為世界上汽車產銷量第一大國，隨著我國汽車普及程度的逐漸提高，車載逆變電源的市場會越來越巨大。

2 總體設計

車載逆變電源設計主要有兩點，一個是把蓄電池電壓提升至220V，另一個就是頻率要為50Hz。把12V的電壓提到220V，采用升壓斬波電路進行。采用升壓斬波電路即Boost電路來實現，由于出電壓比輸入電壓高出很多，升壓倍數約為18。由Boost電路工作原理易知，占空比約為0.95，理論上可行，但Boost電路實際中難以實現[1]，所以要升壓就要借助變壓器來實現。變壓器如果采用工頻變壓器，輸出同樣功率的情況下，體積和重量會比高頻變壓器大出很多，是人們不能接受的。因此要采用高頻變壓器，采用高頻變換電路。借助高頻變壓器實現12V的電壓變為220V的電壓，輸出頻率必然也是高頻。高頻的220V交流電，很多我們使用的220V市電供電的用電設備不能直接使用。要再進一步變換，把高頻直流電源變換成50Hz的交流電。從總體結構上來說，設計的電路共有兩部分：前一部分借助高頻變壓器和相就的變換電路把12V直流電變為220V的高頻交流電，后一部分把高頻的220V交流電變換為50Hz的220V交流電。

輸入為12V低壓輸入，輸出功率大時輸入電流會很大，屬低壓較大電流輸入。全橋式變換電路回路中有兩個功率管，而半橋式回路是一半電壓對應一個功率管，對推挽式逆變電路回路中功率開關管只有一個，相比較而言，可以減少功耗[2]。后一部分輸入的電壓本身比較高，而全橋逆變電路可以實現比較大的功率輸出。因此電路設計前一部分采用推挽逆變電路，后一部分采用全橋逆變電路。推挽變換電路輸出的高頻220V經高頻二極管整流濾波后得到直流電，再經全橋逆變電路得到50Hz的220V的交流電。

3 推挽逆變部分

該部分功能為把蓄電池12V直流輸出變為高壓220V輸出，頻率為10KHz，屬高頻輸出。推挽式變換電路主要由兩個開關管Q1、Q2，變壓器T1構成。開關管Q1、Q2正負半周交替通斷工作。中心抽頭把變器原邊對稱地分為兩半。正半周期開關管Q1導通，Q2關斷，12V蓄電池，變壓器原邊的一半和Q1構成回路；負半周期開關管Q2導通，Q1關斷，12V蓄電池，變壓器原邊的另一半和Q2構成回路。正負半周流過變壓器原邊的電流方向相反，變壓器副邊得到交流電[3]。這里采用的變壓器副邊匝數等于原邊匝數的好多倍，所以輸出電壓高。逆變輸出的交流電頻率主要取決于開關管工作頻率。如前所敘述，為了減少變壓器的重量和體積，采用高頻變壓器，開關管工作頻相對比較高。推挽逆變電路部分如圖1所示。

推挽逆變的控制驅動以SG3525為核心。 SG3525是專用的集成電壓型的PWM控制器。圖1推挽逆變電路中芯片1腳，2腳對應一誤放大器同向輸入端和反向輸入端，兩腳電壓差比較大，輸出PWM占空比最大[4]，同樣條件下，逆變電路輸出電壓也最大。5腳，6腳外接電阻電容大小決定了芯片輸出PWM信號頻率也就決定了推挽逆變器工作頻率。11 腳和14腳輸出兩波形一樣而相位相差180°的PWM信號，分別通過R6、R7驅動Q1和Q2。

4 整流與全橋逆變部分

整流與全橋逆變部分也即交直交變頻部分。該部分功能為把前一部分220V高頻輸出轉變成頻率50Hz的220V的交流電。電路如圖2所示。220V的高頻交流電經二極管VD1-VD4構成的橋式整流電路整流濾變為直流電后再經過四個功率管VT1-VT4逆變后得到220V，50Hz交流電?？刂埔訲L494為核心。芯片5腳6腳接的電阻電容決定了其輸出PWM信號的頻率也就決定了逆變電路輸出頻率，5腳6腳接的電阻電容選擇恰當的值就可以讓逆變電路輸出頻率為50Hz。1腳、2腳對應于一誤差放大器同向輸入端和反向輸入端，15腳、16腳對應于另一誤差放大器。兩誤差放大器反向輸出端接14腳獲得比較高的電壓，而同輸入端接地，這樣輸出的PWM信號占空比最大。8腳和11腳為PWM信號輸出端，互補輸出，即相位相差180°。8腳的輸出控制VT1和VT3，11腳的輸出控制VT2和VT4。8腳和9腳分別是芯片內部集成的開關三極管的集電極和射極8腳輸出是低電位時，VT3不導通，Q11也不導通，蓄電池12V電壓通過VD5，R4和R1讓VT1導通；8腳輸出高電位時，通過R7使VT3導通，同時易知Q11也導通，把VT1柵極電位拉低，VT1截止。11腳的輸出驅動控制VT2和VT4工作過程和8腳輸出驅動控制VT1和VT3相同，只是8腳和11腳輸出的PWM相位上相差180°。

TL494也是常用的電壓型脈寬調制集成控制器。其內部主要集成了線性鋸齒波振蕩器，兩個誤差放大器，死區時間比較器，PWM比較器，基準電壓源，觸發器等，共有16個引腳。線性鋸齒波振蕩器的振蕩頻率由5腳、6腳上外接的電阻電容來決定。兩個誤差放大器在這里地位是一樣的，它們的輸出分別經過一個二極管送到PWM比較器的同向輸入端，與加在PWM比較器反向輸入端的線性鋸齒波做比較，產生PWM信號。3腳是兩誤差放大器的輸出端，也是PWM比較器同向輸入端；脈沖寬度的調節可以通過3腳上的電壓來控制，也可分別通過誤差放大器進行調節[5]。13端為輸出控制端，當其接低電平時，兩管子工作情況相同，當其接高電平時兩管子推挽輸出。TL494內部還有一個基準電壓源，通過14腳為其在應用時提供5.0V的基準電壓。芯片的4腳為死區控制引腳，可用來限定芯片輸出PWM的最大占空比。利用此功能，引入反饋信號至引腳上可以限定全橋逆變電路的最大輸出電壓，圖2中未畫出該部分。

5 結 論

經實踐可知，該款逆變電源性能穩定，結構簡單，效率高，成本優勢明顯，可使有車生活更加方便。不足之處在于它的輸出不是正弦波，輸出電壓會受輸入電壓影響，在220V左右一定范圍內波動。

參考文獻：

[1]侯振義，夏崢，柏雪倩，等.直流開關電源技術及應用[M].北京：電子工業出版社，2007.

[2]閆福軍，梁永春.一種光伏發電系統中輔助電源設計[J].電力電子技術，2010，44（8），14-16.

[3]陳德康.脈寬調制器UC3842在開關電源中的應用[J].西南科技大學學報，2005，20（2）：27-30.

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關鍵詞：單端反激電路；逆變電源；回饋技術

中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A

逆變電源通常是由兩級組成，其中前級的DC/DC電路的主要功能是將電池的電壓轉換成350V左右的直流電壓，后級DC/AC電路的主要功能是將350V的直流電壓轉換為220V的交流電壓，在這些逆變電源中，前級電路通常所供電壓比較低，但是輸入的電流比較大，這會導致功率管導通壓降高，損耗比較大，導致電源的效率比較低，其電路形式多種多樣，其中的單端反激電路具有效率高、控制方便、電路簡單的優點，本文就主要對其中的單端反激電路予以簡單分析。

一、逆變電源中的常規單端反激電路的結構

相對于其他形式的單端反激電路，常規形式的單端反激電路的導通壓降比較高，損耗比較大，這會導致其可靠性與效率降低，并且該電路還具有一個明顯的缺陷就是：當功率管VT截止時，變壓器初級的反峰能量容易被R1、C1及VD1所組成的吸收電路所消耗掉，并且在輸出功能相同的情況其損耗是比較大的，該單端反激電路的結構圖如圖1所示。

二、逆變電源中的多管并聯的單端反激電路結構

多管并聯的單端反激電路最主要的特點是其主功率電路應用了四只功率管并聯，這使得在每個功率管上通過的電流僅為應用單管時的1/4，那么這會直接將功率管的導通壓降下降至單管應用時的1/4，這能夠有效的減少功率管上的消耗，使得功率管的效率明顯提升，其結構圖如圖2所示。

三、逆變電源中的應用能量回饋技術的單端反激電路結構

應用能量回饋技術的單端反激電路主要由電感L1、電容C2、二極管VD1、二極管VD2共同組成了變壓器的初級反峰吸收電路，這會導致輸入電容C1上反饋大部分的反峰能量，對于減少能量損耗，提升電路工作效率具有非常重要的作用，其電路結構圖如圖3所示，波形圖如圖4所示。

對該電路的工作原理進行簡單分析：（1）t0～t1階段的工作原理表現為：當處于t0時刻時，功率管截止，功率管輸出電容C0、電容C2、漏感Lk、初級電感L開始諧振，這能夠促使C2上的電壓值快速的達到U0（N1/N2），之后次級二極管會導通，并會將初級電壓鉗位到U0（N1/N2），并且初級電感L會退出諧振，直到t1時刻Ik的值變為0，并且C0與C2上的電壓值會達到最大，也就是說開關管電壓US會達到最大值（UIN+Uc2MAX）；（2）t1～t2階段，功率管輸出電容C0、電容C2、漏感Lk會繼續諧振，并且電感L1會參與到諧振當中，這時C0與C2會回饋給輸入電容C1一定的能量，并且會為L1補充相應的能量，一直到t2時刻諧振停止，這時C2電壓值又會下降至U0（N1/N2）；（3）t2～t3階段，當t2時刻到來時， 電感L1會向輸入電容C1中回饋能量，這時C2上的電壓值會被鉗位在U0（N1/N2），開關管C0上的電壓值為UIN+U0（N1/N2），并且二者的值在t3時刻到來之前，不會出現變化，直到L1中的能量釋放完畢；（4）t3～t4階段，在該階段中， 由于開關管是完全截止的，因此C0與C2上的電壓會繼續保持不變；（5）t4～t5階段，功率管在處于t4時刻時，已經導通，這時電壓US會開始下降，C0會通過開關管開始放電，并且能夠在短時間內放電完畢，這時L1與C2會開始諧振，也就說把C2中的能量轉移到L1中，當處于t5時刻時，L1中的電流會達到最大值，這時功率管完全導通；（6）t5～t6階段，處于t5時刻時，L1主要是通過VD1與VD2為輸入電容C1回饋能量，并會給C2充電，使其值達到-UIN；（7）t6～t7階段，在該階段中，功率管繼續處于完全導通的狀態。

上述過程中就是應用能量回饋技術單端反激電路的一個完整的工作周期，從其工作過程中可以看出，變壓器漏感中的能量大部分會被回饋至輸入電容C1中，這會直接提升電源效率，具有良好的應用價值。

四、多路輸出單端反激電源

單端反激式變換器的電路通常是由輸入整流濾波電路、輸出整流濾波電路、功率變換電路等組成，其系統結構圖如圖5所示。

從圖5中可以看出，PWM控制電路與單端反激式變換電路是其主要的兩個組成部分，在開展該開關電源的設計過程中，最主要的目的是為了能夠將輸入的交流電經過整流濾波之后的直流電壓轉換成為5V及±15V的三路輸出，以便于其能夠很好的實現對負載的供電，在實施控制的過程中，其控制思路主要表現為：將電流反饋部分加入到電壓反饋的大閉環中，以便于其能夠參與到動態調節中，從而形成有效的雙環控制，在實際應用中，其具體的操作步驟為：對電壓信號與電流信號進行采集之后，應用PWM控制器來對開關管的通斷實施控制，然后對變換器中的峰值電流實施調節，以便于有效的改善輸出電流，使其能夠很好的滿足設計要求。

在該系統中應用 了電壓電流雙閉環控制，當整個電路正常工作時，UC2844的供電是通過反饋繞組來實現，并且會將反饋電壓通過分壓電阻之后送入到UC2844中，在將其與基準電壓實施比較之后，再通過誤差放大器進行放大處理，將輸出信號與電流反饋環的反饋信號進行比較之后，再對占空比進行調節，這能夠有效的保持輸出電壓的穩定，在實際的應用中，應用這種控制方式，能夠有效的解決負載電流變化率較高的問題，這不僅有利于提升系統運行的安全穩定性，同時還能夠有效的提升系統的動態響應速度，具有良好的應用效果。

結語

在實際的應用中，電池供電或者是發電機供電的低壓輸入逆變電源，大多應用的是單端反激多管并聯及能量回饋技術實現的前級DC/DC 該種形式的前級與其他形式的前級相比具有可靠性高、效率高、控制方便、電路結構簡單等諸多的優點，這使得其在實際應用中具有良好的應用性能，本文就主要對逆變電源中各種不同形式的單端反饋電路的結構形式進行了簡單分析，對于實際的逆變電源的設計具有一定的參考價值。

參考文獻

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關鍵詞:逆變器;雙閉環控制;無差拍控制;DSP

中圖分類號:TP274文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2009)12-189-03

Research of Deadbeat Control Inverter Based on DSP

QUAN Xiaoming,SHEN Quntai

(School of Information Science and Engineering,Central South University,Changsha,410083,China)

Abstract:With the wide use of high-performance digital signal processor,it is a natural trend that the traditional analog control of the inverter can be replaced by digital technology.Because the nonlinear loads cause the interference,inverter is hard to receive ideal control.This paper introduces a control method based on PI control strategy and non-deadbeat control method:Inverter control circuit of the current inner loop choose the optimized digital PI control methods,the voltage loop choose the no deadbeat control methods.This method combines the advantages of PI control and non-deadbeat control.Deadbeat control has good performance at transient state.And PI control is simple,easy parameter setting and robust.Finally,the simulation and test figures show that double-loop control method of the inverter receives a lot of advantage such as output waveform with a good,fast response,and better capacity adapt to the different loads.

Keywords:inverter;double-loop control;deadbeat control;DSP

0 引 言

隨著高性能DSP控制器的出現,采用數字化控制的UPS電源已成為現在研究的熱點[1]?；贒SP實現的數字雙閉環控制能有效提高電源系統的抗干擾能力,降低噪聲,提高效率和可靠性,進一步有利于電源的智能化管理、遠程維護和診斷。在逆變器的多種控制策略中,重復控制技術能有效消除非線性負載和干擾引起的波形畸變;滑模變結構控制方法能使系統運行于一種滑動模態,能保證系統的魯棒性;模糊控制和神經網絡控制等智能控制不依賴控制對象的數學模型,適應于非線性系統;無差拍控制能夠瞬時控制電壓,對負載有很強的適應能力,有輸出總諧波畸變少,損耗少等優點;PID控制簡單,并具有好的可靠性;新型數字化PID控制更能取得滿意的控制效果。各種控制策略各有優缺點,如果能把其中的兩種或幾種控制技術結合運用,將取得更好的輸出特性?；诖怂枷胩岢鰯底諴ID控制和無差拍控制技術相結合的控制策略[2]。理論和實踐證明,該方法具有廣泛的應用前景。

1 系統結構設計

該系統選用的TMS320F2812芯片是TI公司的TMS320C28x系列中的一種,其指令執行速度快,從而可以在此基礎上實現復雜的控制算法,優化系統的輸出特性。

基于該芯片的逆變電源系統框圖如圖1所示。整個系統由AC/DC,DC/DC,DC/AC,以及濾波電路和其他輔助電路構成。其中,DC/AC逆變器部分是整個系統的重要組成,逆變器采用單相全橋逆變電路,適應大功率場合。通過采樣電路采樣得到的輸出電壓和電流經過DSP的A/D轉換器轉換成數字信號,作為數字控制器的反饋信號,經與給定輸出信號比較后,再經過控制算法調節器和脈寬調制器得到SPWM波控制IGBT功率管的通斷,從而改變輸出電壓的值,使其與給定輸入電壓相等。給定參考電壓由軟件方式實現,因此信號穩定無溫漂、無干擾。這種控制方法在負載變化較快時仍然能保證輸出電壓不發生畸變[3,4]。

圖1 系統整體框圖

2 逆變器控制方案及其參數設計

2.1 逆變器建模及其控制策略研究

如圖2所示,圖中iL為電感電流;iC為電容電流;io為負載電流;uo為輸出電壓;R為逆變器負載電阻,VS1~VS4為逆變控制開關;r為電路阻尼電阻;L,C組成LC濾波器;E為逆變器輸入直流電源[5,6]。

取x(t)=[uo(t) iL(t)]T為狀態變量,平均電壓ui(t)和負載電流為系統輸入,則主電路的狀態方程為:

ddtx(t)=Ax(t)+B1uo(t)+B2io(t)

y=Dx

式中:A=C-1/L1/L0;B1=1/L0;

B2=0-1/C;D=[1 0]

離散化狀態方程,可以得到:

x(k+1)=Φx(k)+Γ1u(k)+Γ2io(k)

y(k)=Dx(k)

式中:

Φ=cos(ω0TS)(1/ω0C)sin(ω0TS)

-(1/ω0L)sin(ω0TS)cos(ω0TS)=

Φ11Φ12Φ21Φ22

Γ1=1-cos(ω0TS)

1ω0Csin(ω0TS)=Γ11Γ12

Γ2=-1ω0Csin(ω0TS)

1-cos(ω0TS)=Γ21Γ22

式中:TS為采樣周期;ω0為二階LC濾波器的諧振角頻率。

由此得出的電壓電流離散化狀態方程為:

uo(k+1)=Φ11uo(k)+Φ12iL(k)+Γ11ui(k)+

Γ21io(k)

iL(k+1)=Φ21uo(k)+Φ22iL(k)+Γ12ui(k)+

Γ22io(k)

圖2 逆變器等效電路及其控制策略框圖

針對該逆變器所設計研究的控制方法:采用雙閉環控制算法調節系統的動靜態特性,內環采用無差拍控制方法,是一種能夠瞬時控制電壓的有效手段,對負載具有很強的適應能力,尤其對非線性負載,輸出波形失真小,可以改善系統的動態響應特性;外環采用瞬時值的數字PI算法,輸出電壓的瞬時值信號直接反饋,與參考正弦電壓比較,使輸出電壓穩定在設定值上,并抑制輸出電壓的畸變。兩種控制算法能互相彌補各自控制上的不足,使系統得到較好的控制效果[7,8]。

2.2 電流內環

內環采用干擾無差拍控制策略,結合離散化狀態方程和系統主電路圖分析結果,可以得到無差拍控制實現方法為:

ui(k+1)=Γ12iref(k+2)-Φ22Γ12iref(k+1)-

Φ21Φ11Γ12uo(k)-Φ21Φ21Γ12io(k)-Φ21Γ11Γ12ui(k)-

Φ21Φ12Γ12iL(k)-Γ22Γ12io(k+1)

可以通過采用一個二階預估方法對負載電流io(k+1)進行預估有:

io(k+1)=3io(k)-3io(k-1)+io(k-2)

而iref(k+1)可從外環控制算法中得出。

2.3 電壓外環

電壓外環采用增量式PI算法,其差分方程可以表示為:

Δu(k)=KP[(uref(k)-uref(k-1)]-[uo(k)-

uo(k-1)]+KI[uref(k)-uo(k)]

PI調節器性能的好壞取決于KP,KI的選取。PI參數可以從理論上算出,但是由于系統參數的擾動性,采用仿真調試的方法來確定具有更實際的價值。

2.4 PWM波的生成

通過預估算法得到正弦參考電流iref(k),再根據內環控制算法可以算出uI(k),從而得到開關的控制時間,即PWM的脈沖時間,從kTS~(k+1)TS的采樣間隔內,IGBT的導通時間為[9]:

Ton(k)=ui(k)ETS

得到導通時間后,要進一步確定DSP中PWM輸出寄存器的值。從而使DSP實現了對IGBT的通斷時間的控制。

3 逆變器控制電路的仿真研究

搭建逆變器控制方法研究的仿真模型如下[10]:

主電路參數:電感L=10 mH,電容C=20 μF,額定阻性負載R=50 Ω,開關頻率fS=1/TS=10 kHz,直流電源電壓E=310 V,輸出電壓有效值uo=220 V,頻率f=50 Hz。

逆變器的主電路由直流穩壓電源模塊、全橋開關管模塊、LCR模塊、電壓、電流測量模塊、信號輸入模塊等部分組成;電壓外環采用Simulink模塊庫中的PI離散控制模塊;電流內環采用S函數子模塊。仿真結果如圖3所示。

圖3 阻性負載下輸出波形

如圖4所示,無論在阻性負載還是在感性負載下,閉環PID控制和無差拍控制相結合控制策略下的逆變器輸出波形從諧波或動態性能上都優于普通的單環控制。負載如何變化,即使存在擾動的情況下,都能很快地調節負載電壓和電流波形,輸出穩定的波形,而且諧波失真度低。試驗證明,該次設計取得了預想的成果。

圖4 感性負載下輸出波形

4 結 語

通過分析對在不同負載和不同環境下逆變電路的輸出電壓和電流波形,可以肯定該控制方法的可行性和優越性。

參考文獻

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篇5

關鍵詞：SCT，逆變，電源

Abstract: This paper introduces a single-chip microcomputer as the core controller, to the output voltage of the inverter power supply system, and the realization of frequency change, providing convenience for different voltage requirements for electrical equipment.

Keywords: SCT, inverter, power supply

中圖分類號： TN86文獻標識碼：A文章編號：

一、系統總體方案設計

本系統是以STC12C5A60S2單片機作為主控制芯片而實現的逆變電源，驅動元件使用的是IR2110，，單片機產生SPWM波的方法是采用等面積法，采用此方法可以實現正弦波的輸出，頻率可以調節是通過對程序的控制來實現的，進而最終可以設計出直流到交流的逆變過程。

1.1、脈寬調制器（SPWM）

用STC12C5A60S單片機，此單片機為新一代的51單片機，它的flash為64k，具有兩路的PWM輸出，脈寬可以通過軟件的方式來調節，優點是：不僅具有較高的精度，而且具有不復雜，價格不高的電路。

1.2、SPWM控制方案

有兩種SPWM控制的方案：單極性與雙極性調制法。在單極性法中生成的SPWM信號有正、負和0三種電平，在雙極性法中生成的卻僅有正、負兩種電平。通過對比二者產生的SPWM波可以得知：當二者的載波比相同時，雙極性SPWM所生成的波中所含諧波量較單極性的要大；而且在正弦逆變電源控制當中，雙極性SPWM波控制不夠簡單。所以最終選擇了單極性SPWM波的控制方案。

1.3、驅動方案的選取

驅動MOS管的方式可以選擇簡單的電路，在簡化電路的同時，穩定性也加強了。IR公司的IR2112芯片驅動能力較強，高邊驅動電源可以通過非常簡單的電路來獲得，所以設計選取IR2112。

二、系統硬件電路方案設計

2.1、主控電路的硬件設計

本設計的主要控制芯片是STC12C5A60S2單片機, 通過控制逆變電路的關斷導通來實現SPWM波的產生。

2.2、驅動電路的方案設計

使用IR公司的IR2110芯片來對功率管進行驅動。因為一個IR2110驅動一個半橋，所以全橋逆變器選用2片IR2110來進行驅動。采用MOSFET來作為輸出側逆變電路中開關管，它的耐壓為100V，要重視自舉電容跟自舉二極管的選取，選取好之后，輸出逆變的電路如下圖所示:

2.3、逆變電路的方案設計

為了穩定的輸出交流電壓，設計選用了全橋逆變電路，此電路由雙半橋組成，通過對比之后，發現該系統較為穩定的同時也易于控制，基于IR2112控制的全橋驅動電路，兩片IR2112芯片組成全橋逆變電路如下圖所示：

三、系統軟件電路方案設計

3.1、逆變電源軟件程序設計

本設計的電源軟件選用模塊化設計。單片機內部ROM 中固定了系統程序，也有一些子程序在里面。這些子程序具有時鐘、初始化系統等的功能。

在主程序模塊中，需要完成的工作有：初始化各芯片、設計中斷向量等。

3.2、SPWM波生成方案軟件設計

3.2.1、正弦脈寬調制技術SPWM

依據軟件化方法的不同由單片機實現SPWM控制的方法有：自然、規則采樣法等。規則采樣法相比于其它方法在理論上諧波偏小，有較強的對諧波的抑制能力的同時實時控制也不復雜，這樣對于軟件的實現就很有利。綜上，本設計實現SPWM控制的方法選用的是規則采樣法。

為了達到采樣法的效果與自然采樣法的效果相接近的目的，所以選取規則采樣法。選取的目的是能夠使得SPWM波形的每個脈沖都與三角波中心線相對稱，所以這樣就大大簡化了計算。在圖中，三角波就是載波，要想使得輸出的正弦波為調制波，那么每半個正弦波的載波數就得為a，載波的周期就得為。控制逆變電路的關斷可以在在載波與正弦波的交點處實現，設導通時間為，依據公式：，其中正弦調制信號波為=，正弦波幅 值與載波幅值的比值為調制度b， SPWM脈寬表的特點是正弦表，它是通過上式計算得出的，對輸出交流電壓有效值的控制可以通過改變調制度b的值來實現。

3.2.2、驅動電路設計STC12C5A60S2單片機生成SPWM波軟件設計

選用單片機產生SPWM波原理是：PCA模塊l的16位捕獲／比較模塊寄存器CCAPlH和CCAPlL來獲得載波周期的數值，通過將PCA定時器的值CH、CL與模塊捕獲寄存器的值進行對比之后，如果二者相等，那么PCA就會產生中斷。在中斷當中，脈寬調節模式將下一個SPWM波的脈寬裝載到了CCAPOL中，無干擾的更新PWM就可以通過此方法來實現。具體的流程圖如下：

不同的脈寬數值在每個固定的載波周期內形成了一個類似于正弦表格的形式。如果此路SPWM的輸出采用模塊O，那么應該先將模塊0的PCA模塊工作模式寄存器定義為8位的PWM模式，清零16位計數器定時器CH、CL，清零PCA PWM模式輔助寄存器O ，當然了前提是要能確保捕獲的寄存器EPCOH、EPC0L為零，與PCA模塊0的捕獲寄存器CCAPOH、CC2APOL有關的僅僅是PWM波比較的數值，載波周期的高八位和低八位數值通過模塊l的捕獲寄存器CCAPlH、CCAPlL來獲得，PCA比較／捕獲模塊寄存器1定義為使能比較功能，匹配產生中斷是可以被允許的。在第一個脈寬值sin[0]裝入CCAP0H之后， PCA模塊中斷打開以及低壓檢測中斷也可以打開，開總的中斷，將PCA計數啟動。在16位計數器／定時器的與模塊1中捕獲／比較寄存器的數值相等時，一個CCF中斷將會產生；在中斷的程序當中，中斷標志位清零，模塊1的捕獲寄存器CCAPlH、CCAPlL的載波周期的高八位和第八位數值將被重新載入，清零16位計數器定時器CH、CL，中斷的次數i加1，下一個脈寬的數值sin[i]被裝入CCAPOH以進行比較。此時應當對是否到達最大數值N進行判斷，如果達到了，那么就清零中斷次數i的同時將脈寬數的sin[i]值送入CCAP0H，從而形成了一個循環。如此下去，一次又一次的循環，隨著正弦規律變化不斷產生的脈寬將發生在P1．3的引腳上，進而最終可以準確的得到SPWM波。通過軟件來實時計算好的一路單極性SPWM波形的脈寬的表示圖如下圖所示。

四、結束語

本文所設計的電源具有諸如用戶操作簡單、比較容易上手、比較敏捷的有點的同時也具有方便安裝、比較智能的優點，現代的電力電子正在迅猛發展，很多領域都需要逆變電源，再加上逆變電源的諸多優點，相信逆變電源以及相關產品在隨著現代人類文明的進步的同時會在一些領域得到很好的應用。

參考文獻

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篇6

關鍵詞：模糊PID控制 數字PID控制 逆變電源

中圖分類號:TP273 +.4;TP391.9 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416(2012)02-0031-02

1、引言

電源系統是當代電子設備中必不可少的重要組成部分，隨著電力電子技術的飛速發展和各行各業對電氣設備控制性能要求的提高，逆變技術在許多領域的應用越來越廣泛，對電源性能的要求也越來越高。[1]逆變電源系統可分為開環控制系統和閉環控制系統，而開環控制系統的輸出在電網電壓和負載突變時，穩定性不高控制效果不理想，應用的場合不廣泛。當前通常采用閉環控制系統。為了使逆變系統性能更加穩定，在系統中引入濾波電感電流和電容電壓形成雙閉環控制，通過對輸出電壓電流反饋與參考信號比較控制波形穩定輸出。早期的逆變閉環控制多采用數字PID控制，通過采樣產生誤差信號運用PID控制器進行調節，而當負載變化特別是非線性負載時，由于PID參數不易整定而導致控制性能不夠理想使系統穩定性下降。

本文針對數字PID對于系統穩定性不高等問題，結合模糊自適應控制自整定PID參數，電壓外環采用瞬時值的數字PI控制，主要抑制輸出電壓的畸變；電流內環采用模糊自適應整定PID控制，由于SPWM逆變器主要提供調速，不要求很高的響應速度，有比例環節改善響應速度已經足夠，因此這里采用模糊PI控制，能夠瞬時控制輸出電壓，對于非線性負載，尤其是輸出電流波形失真小，提高了系統動態響應特性。

2、逆變電源控制方案的設計

圖1為逆變等效電路模糊控制設計框圖，如圖所示，通過外環采樣電容電壓反饋信號與給定的電壓參考信號比較產生誤差信號通過PI控制調節作為給定電流參考信號，再與采樣電感電流反饋信號比較產生誤差信號，最后與固定頻率的三角波載波比較產生SPWM控制脈沖作為開關管的門級脈沖驅動信號。[2]為了減少輸出諧波含量，這里采用雙極性SPWM調制，即使逆變橋中V1、V4與V2、V3兩組對管高頻互補通斷。

3、模糊自適應整定PID控制器的設計

本文采用二維結構模糊控制器，以采樣信號與參考信號的誤差e和誤差的變化ec為輸入量，以控制量的變化為輸出量，這樣的模糊PID控制結構簡單，動態控制性能良好。接下來對輸入量進行模糊量化處理，把精確量模糊化得到模糊語言變量論域，進而得到誤差量E和誤差的微分量EC，其中控制器的輸出量為Δkp和Δki，輸入和輸出變量的論域大致可分為七個模糊子集：負大（NB）、負中（NM）、負?。∟S）、零（Z）、正小（PS）、正中（PM）、正大（PB）[3]。建立模糊規則的原則是使系統輸出響應的動靜態特性達到最佳：當誤差大或較大時，選擇控制量以盡快消除誤差為主；當誤差較小時，選擇控制變量要以系統的穩定性為主，防止系統超調。因此通過仿真和實驗設計可得到針對Δkp和Δki的模糊規則表[4]，如表1所示。

根據輸出偏差e的大小、方向、變化趨勢，及各個PID參數與模糊控制器輸入量的關系，制定出各個參數的控制規則，通過模糊推理作出相應決策，輸出修正值Δkp、Δki，從而實現PID參數的優化組合。模糊PID的模糊控制表由Δkp、Δki兩個表組成，根據系統的偏差等參數，通過查表算的Δkp、Δki兩個參數修正值，疊加在PID參數的初始設置值kp0、ki0上，得出本次的kp、ki參數的值[5]，如公式1所示。

其中模糊PID仿真初始值設為kp0=0.05，ki0=20。

4、逆變器控制電路的仿真研究

搭建逆變器控制方法研究的仿真主電路參數如下：濾波電感L=5mH，電容C=30μF，開關管的開關頻率fs=10kHz，給定交流電壓源峰值為311V，感性負載R=30Ω，L=1mH，輸出電壓有效值u=220V，頻率f=50Hz。

逆變器主電路包括直流穩壓電源模塊、全橋MOSFET開關管逆變模塊、電壓電流采樣模塊、信號發生器模塊等組成部分；電壓外環采用Simulink模塊庫中的數字PID控制模塊，電流內環采用自整定FuzzyController PID控制模塊。仿真結果如圖2所示。

如圖2所示，自上而下依次為給定交流電壓信號波形、感性負載電壓輸出波形、數字PID控制負載電流輸出波形、模糊PID控制負載電流輸出波形。由于負載為感性負載，因此負載電流滯后負載電壓一個相位差。另外，感性負載在接通電源時會產生反電動勢電壓，電壓會瞬時增大，而通過電壓波形能夠看出本實驗可以有效遏制電壓峰值及電流波形，從而延長逆變電源的使用壽命。因此由圖可示，電壓外環PID控制可控制負載電壓穩定輸出，而電流內環模糊自適應整定PID控制負載電流質量輸出明顯優于數字PID控制，總諧波失真度(THD)低、動態性能高。

5、結語

通過分析感性負載在逆變電源中不同閉環控制下的輸出電壓、電流波形，實驗證明逆變電源在雙閉環模糊自適應整定PID控制方法的可行性及優越性。

參考文獻

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篇7

關鍵詞：弧焊機；電源；設計

中圖分類號：TE972+.5 文獻標識碼：A]

前言

電路電子技術的高速發展，促進了器件、電路及其控制技術員向著集成化、高頻化、全控話、電路弱電化、控制技術多功能化的方向發展。目前，逆變技術廣泛應用于電機驅動、變頻調速、不間斷電源、電化學、電焊機、電機靜止變換、電加熱設備等工業領域產業發展，極大推動了這些領域的產業發展。與傳統電源相比，逆變電源具有高效節能（約20%-35%），體積小、重量輕，反應速度快等特點。有利于實現自動化和智能化控制。

逆變式弧焊電源由于具有焊接性能好、動態響應快、體積小、質量輕、效率高等諸多優點而成為焊接電源的主要發展方向之一。

1 逆變式弧焊機電源的技術要求

弧焊電源的負載是電弧，要形成符合焊接外特性要求的電弧，弧焊電源要滿足有較大的短路電流和較高的空載電壓；輸出電流、電壓穩定；輸出電流可調節；具備完善的自我保護系統。

2 高頻逆變式弧焊機電源的設計

本文設計的高頻逆變式弧焊電源的輸入電壓幅值為220士15%，工作頻率f=100KHZ；開關功率管最大占空比Dmax =0.8、最大導通時間TONmax=40μS。輸出電壓電流額定值:15V,315A，適合組裝在中等功率的電焊機上。

2.1 逆變式弧焊機電源的基本組成

在供電系統中，單相或三相交流電網電壓，經整流和濾波后獲得逆變器所需的平滑的直流電壓。該直流電壓經逆變器中的大功率開關器件(的交替開關作用下，變成幾千至幾萬赫的中高頻電流，再經過中高頻變壓器降至適合于焊接的幾十伏或十幾伏低電壓，并借助控制電路和檢測電路及焊接回路的阻抗，獲得焊接工藝所需的外特性和動特性。

2.2 逆變式弧焊機電源的供電系統和輔助電源的的設計

逆變式弧焊機電源的供電系統如圖1所示，當高頻逆變式弧焊電源啟動后，電阻R2用來抑制開機瞬間電容器充電產生的浪涌沖擊電流，然后主電路初級側的電流感應器的二次側繞組形成的電壓經VD24加至晶閘管VTH1的控制極，使YTH1導通，此時旁路限流電阻R2，這樣電源進入正常工作。由于此時電容C11、 C12、 C13、C3己經充電，VTH1導通時不會產生沖擊電流。晶體管VT3的作用是在輸入電源瞬時斷開后又立即接通時抑制沖擊電流。

輸入電壓經由變壓器T2后降低到合適的值，再經過橋式整流，電容濾波后，通過7815、7815和7820集成穩壓器分別構成+15V、-15V和+20V隔離直流供電電源，分別為相關的控制電路供電，這樣可以避免控制電路相互之間的干擾。這里變壓器次級分別是18V、18V、22V。

2.3 逆變式弧焊機電源的逆變器的工作原理

全橋移相技術，保留了恒頻控制的優點，有利于濾波電路的優化，且控制簡單，是軟開關變流技術的最佳控制方式。本文采用集成電路UC3895來實現逆變器的零電壓全橋移相控制。逆變器的諧振電路由電感和電容組成，進行串聯諧振，在高頻電路中，要求電感和電容的值要非常小。

圖2 全橋移相開關電路原理圖

這是一種全橋拓撲，被稱為全橋移相PMPT(也即相位調制PWM)。Ui是供電系統經過橋式整流后提供的311 V直流電壓。S1-S4是4個IGBT開關管，通過控制S1-S4輪流導通和關斷來將直流電壓逆變為高頻的交流電，再通過變壓器T1來將高頻的交流電壓轉換為相應的低壓交流電，再通過次級的整流電路得到我們所需要的直流電壓。S1-S4的控制方式移相控制，是Sl和S3輪流導通，各導通180度電角;S2和S4也是這樣，但S1和S4不是同時導通。S1先導通，S4后導通，兩者導通相差a電角。其中S1和S3分別先于S4和S2導通，故稱S1和S3組成的橋臂為超前橋臂，S2和SA組成的橋臂為滯后橋臂。PMPT與一般全橋PWM拓撲的唯一區別在于二者開關過程不同，PMPT在開關過程中是軟開關。PMPT技術的核心在于保證每個橋臂上的開關元件的漏-源極間的電壓能夠在其進入下一個導通周期之前降至0V，以實現零電壓開通。

2.4 應用UC3895設計的逆變式弧焊機電源的控制系統

全橋移相控制的諧振變換電路是在PWM全橋變換電路的基礎上發展起來的。因為是恒頻PWM控制，使得輸入、輸出濾波器的設計大大簡化，開關噪聲大為減小。在中大型電源的設計中被越來越多的用戶所采用。為了簡化電路，提高設計的效率，本文所設計的弧焊電源也同樣采用全橋電路，使用移相控制。

2.5 IGBT開關管及其驅動電路

絕緣柵雙極晶體管簡稱IGBT，是由MOSFET和晶體管技術結合而成的復合型器件，在開關電源和要求開關快速、低損耗的領域備受青睞。由于工作頻率較高，我們選用SIEMENS的BSM50GD120DLC型IGBT開關管。由于此電路的開關頻率高達100KHZ，一般通用的IGBT集成驅動電路頻率都不能滿足。因此要采用高速響應的零部件來實現IGBT的驅動。同時為了實現控制電路與功率電路的隔離，設計上采用光電耦合器和高速MOSFET管組成的TTL電路組合驅動IGBT。我們選用的是FAICHD公司出品的HCPL2630，其最高工作頻率可以達到10MHZ，它的響應速度可以適應目前100KHZ的電路開關頻率。UC3895的輸出信號電壓非常小，高電平輸出時的電壓值的典型值只有250mA,低電平輸出的電壓的典型值卻也有150mV。因此其輸出信號需要放大后才能驅動光耦。由于電路工作頻率高，設計上選用ST的LM119高速比較器。

2.6 過電流保護電路

一個可靠的弧焊電源要求有能力在短路的時候限制電流，在開路的時候限制電壓。為了避免焊槍在工作過程中產生過大的電流，設計上采用電流互感器對功率電路的電流進行取樣檢測，根據取樣檢測的結果調整占空比來限流。

2.7 輔助引弧電路的設計

弧焊電源的負載是電弧。理想的引弧是一個開始階段電流迅速增加直到點燃電弧的過程。要形成符合焊接要求的電弧，弧焊電源要滿足以較大的短路電流和較高的空載電壓，起弧是電流越大，空載電壓越高，越容易起弧。焊機的起弧難易度是焊機性能的主要參數之一，能否方便起弧決定了焊機性能的優劣;起弧的難易也直接影響焊接的效果。

結束語

逆變電源有體積小、重量輕、噪聲低、效率高等特點，在國際上， IGBT逆變電源已經廣泛應用做各種大型設備的電源，隨著電力電子器件的發展，逆變電源一定有更廣闊的發展空間。

參考文獻

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篇8

（中國船舶重工集團公司第七〇四研究所，上海200031）

摘要：討論船舶單相交流負載的特性情況，重點研究能夠承受船舶220 V交流非線性負載引起的強沖擊電流的高性能逆變技術，通過電壓開環伯德圖對比分析數/模混合控制策略與數字控制策略的響應速度，并搭建一臺220 V/10 kW的單相全橋逆變電源樣機，實驗結果驗證了船舶抗負載沖擊高性能逆變技術的可行性。

關鍵詞 ：船舶；單極倍頻；沖擊電流; 單相逆變電源

中圖分類號：TN705?34 文獻標識碼：A 文章編號：1004?373X（2015）14?0039?03

收稿日期：2014?12?30

0 引言

DC?AC逆變技術是將直流電能變換成交流電能的變流技術，已經廣泛應用于我國的太陽能發電、航空航天、船舶等各個領域[1?3]。逆變技術種類繁多，其中使用場合最多、應用最穩定的當屬電壓源全橋拓撲逆變技術[4?6]。目前，我國船舶上電力、動力系統的監控裝置大量使用單相交流電源，但負載特性比較惡劣，負載多數為非線性負載，電流波峰因數可達3∶1，負載突加帶來的沖擊電流可達20倍額定電流值，且要求逆變電源不保護停機，輸出電壓暫降不大于5 ms。電壓單環控制方法帶非線性負載能力差，輸出電壓諧波大，難以滿足要求。常規的數字電壓電流雙環控制方法提高了帶非線性負載的能力，但由于數字延時降低了系統的控制帶寬，系統動態響應速度慢，負載突加沖擊電流使輸出電壓暫降大于5 ms，也不滿足船舶負載對逆變電源的要求。

為了滿足船上220 V非線性負載特殊的使用要求，并且逆變電源能夠承受20倍額定電流的沖擊，保證負載順利啟動及掛網負載正常工作，本文提出了一種新的船舶抗負載沖擊高性能逆變技術；采用基于單極倍頻SPWM 調制的電壓電流雙環數/模混合控制策略，電壓電流環由模擬實現，無數字控制的延時，單極倍頻SPWM調制等效開關頻率是開關頻率的2倍，控制帶寬高，電壓動態調節速度快。通過搭建一臺220 V/10 kW的單相逆變電源用作實驗，實驗結果表明所提出的控制策略具有較好的抗負載沖擊能力。

1 單相逆變電源拓撲結構

單相逆變電源的拓撲結構如圖1所示，單相逆變電源由單相全橋、隔離變壓器、輸出濾波電感和電容構成。單相全橋的開關器件為IGBT，隔離變壓器將直流側電源與交流側負載電氣隔離，輸出濾波電感、電容濾除高次開關諧波。

2 船舶抗負載沖擊高性能逆變技術

本文研究的高性能逆變技術，控制策略采用基于單極倍頻SPWM 調制的電壓電流雙環數/?；旌峡刂萍夹g，開關頻率20 kHz，原理示意圖如圖2 所示。DSP 通過DA 芯片產生的指令電壓和輸出電壓uo (s) 作差經PI控制器G1(s) 形成電壓環，電壓環輸出為電流環的給定，電流環輸出的調制波與三角載波進行單極倍頻調制，生成的PWM驅動IGBT。

通過對電流環和電壓環的設計，得到數/模混合控制和數字控制電壓開環的伯德圖如圖4所示。數/模混合控制的系統截止頻率為1 100 Hz，相角裕度為35°；數字控制的系統截止頻率為800 Hz，相角裕度為1°，處于不穩定的臨界狀態。可見數/?；旌峡刂茙捀?，相應速度更快，更穩定。

3 實驗結果與分析

為了驗證理論研究的正確性，搭建了一臺220 V/10 kW單相船舶抗負載沖擊高性能逆變器樣機，電壓源采用全橋逆變拓撲結構，單極性倍頻SPWM 調制電壓、電流雙閉環數/模混合控制技術，IGBT 為CM200DY?12NF，隔離變壓器變比為1∶2，濾波電感為3 mH，濾波電容為50 μF，開關頻率10 kHz，等效開關頻率為20 kHz，輸出接不控整流橋接阻容型負載，電容值1 000 μF/400 V，示波器為泰克TPS2012。

圖5 所示為樣機帶不控整流橋接電解電容非線性負載穩態運行實驗波形，由圖可知，負載電流波峰因數達3∶1。圖6為樣機突加不控整流橋接電解電容非線性負載試驗波形，由圖可知，負載沖擊電流迅速上升超過400 A，逆變電壓瞬間跌落，控制系統迅速閉環動作，2 ms內逆變電壓基本恢復正常，不影響負載正常啟動，也不會影響掛網負載正常工作。

4 結語

本文針對船舶單相非線性負載高的電流波峰因數及突加時大電流沖擊的實際情況，研究了基于單極性倍頻SPWM 調制的電壓、電流雙閉環數/?；旌峡刂频母咝阅苣孀兗夹g。研究結果表明數/?；旌峡刂票葦底挚刂祈憫俣瓤?，大電流沖擊下電壓恢復迅速，十分適合應用在船舶惡劣工況，最后實驗樣機驗證了船舶抗負載沖擊高性能逆變技術的可行性。

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篇9

高頻變壓器和脈沖變壓器的區別有：

1、高頻變壓器是工作頻率超過中頻的電源變壓器，主要用于高頻開關電源中作高頻開關電源變壓器，也有用于高頻逆變電源和高頻逆變焊機中作高頻逆變電源變壓器的；

2、脈沖變壓器是一種寬頻變壓器。對通信用的變壓器而言，非線性畸變是一個極重要的指標，因此要求變壓器工作在磁心的起始導磁率處，以至即使象輸入變壓器那樣功率非常小的變壓器，外形也不得不取得相當大。除了要考慮變壓器的頻率特性，怎樣減少損耗也是一個很需要關心的問題。

（來源：文章屋網 ）

篇10

靠、實用的不間斷供電的實現辦法；從而滿足現代通訊技術日益發展的需要，真正實現網絡

系統的不間斷，為廣大網絡設計人員提供另外一種選擇。

關鍵詞：通訊；逆變電源；LIPS；蓄電池：可靠性：分散供電

Abstract: this paper mainly introduces the present communication system in use a lot of UPS and a series of problems, this paper discusses a reliable and practical uninterrupted power supply to the realization of the; Modern communication technology in order to meet the increasing needs of the development of really realize network system of continuous, for the overwhelming majority of web design personnel to provide another choice.

Keywords: communication; Inverter power supply; LIPS; Battery: reliability: distributed power supply

中圖分類號：S611文獻標識碼：A 文章編號：

1 引言

在現代通訊系統中的網絡管理、監控中心、數據中心、計費系統及客戶服務系統中。為確保數據存儲、程序運行，網絡優化的安全及設備運行的連續、穩定和可靠，無不用到交流不間斷電源，即UPS，它己成為計算機網絡系統的重要組成部分，獲得了前所未有的高速發展和廣泛應用。為信息化發展的進程。起到了保護神的作用。為了使UPS的輸出供電更可靠、更安全，UPS出現了多種供電運行方式，如串聯備份，并聯備份，多機備份等。但是隨著時間的推移，已配置在網上運行的uPS仍然存在著事故隱患。事故案例多見媒體，具體表現如下：

1、備份蓄電池不能及時供電，而造成系統中斷。據有關資料顯示，60％的UPS故障是因蓄電池的損壞引起的。

2、在雷雨天氣或雷暴多發區，UPS即使有避雷措施，也不能保護負載安全，往往自身遭到雷擊，系統損壞。

3、大、中型UPS均為集中輸出，負載之間相互存在傳導干擾，產生電磁兼容損害：若出現系統故障，造成所有負載運行中斷。

2系統設計方案

眾所周知，由交換機供應商配套的逆變電源已廣泛應用于通訊系統的網管中心，到目前為止在網上運行非?？煽俊Ｒ驗樗朔薝PS固有的缺陷。因此，在通訊系統大力推廣逆變電源進行分散供電，具有十分重要的社會意義。筆者就此提供幾項交流不間斷電源設計方案，以供廣大網絡設計人員參考。

l、 對于已立項而即將或正在設計中通訊大樓，交流不間斷可按以下兩種方式選擇：

第一種是把直流系統設計更多的富余，它既能承擔交換設備和傳輸設備的直流供電，又能保持這些設備的網管、監控、數據系統的電腦服務器的交流不間斷逆變供應。

第二種是在電力室或分散供電的各樓層電源室，設計成各樓層獨立的分散式交流不間斷電源系統，與通訊直流系統隔離，實現既能及時維護，又能及時擴容的網絡不間斷電源。

2、對于新建通訊大樓，新設計的直流電源有足夠的富余容量，它適用于網管監控、數據中心、前臺營業和客戶服務系統。

3、對原有的通訊大樓，由于按當時的直流電源容量設計，有50％左右的富余，但是，近幾年通訊業務的高速增長，富余的直流容量逐步減少，甚至有的大樓必須重新擴容，才能滿足業務發展的需要，在通訊電源系統由于有自備的大樓的交流不間斷，交流不間斷電源采用DC／AC獨立于通訊48V以外的不間斷電源系統，適逆變模塊，單元功能清晰，并應用了通訊電用于原有的大樓電源改造。源系統中固有的防雷電隔離裝置，安全性能，實際上把獨立的UPS 提高，給用戶在使用中帶來極大的便利。分散化了，表面上相同容量的電源與UPS相比造價會提高，但實際上無論是AC／DC模塊，或DC／AC模塊，國產技術已經成熟，與進口UPS整機相比，價格差異不大，但其可靠性遠遠超過幾個數量級。在目前電網改造結束，市電穩定的情況下，DC／AC逆變模塊帶有市電旁路，按市電優先方式運行，那么AC／DC整流模塊只要對蓄電池有充電能力，可以減少配置，整個系統的造價又會降低。

3可靠性分析

通過以上分散式、模塊化結構設計，對于提高系統的可靠性和實用性，具有重大的經濟效益和社會效益。首先，在整流部分，采用已成熟n+l模塊化結構，安全性提高了100％，在蓄電池部分，采用一用一備方式連接，把蓄電池組按通訊48V結構安裝，上架敞開排列，避免采用UPS電池組進行箱式安裝。同時要定人定崗監控管理，進行定期充放電維護，而目前的閥控式鉛酸蓄電池，只要有專人維護管理，使用壽命由原來的二年已提高到現在的三年，而部分品牌承諾可達四至六年(假冒偽劣電池除外)。改變了過去大型UPS系統蓄電池獨立集中供電，維護人員不習慣開箱在線測試，而造成電池放空、掉電引起系統中斷現象。其次，采用DC／AC逆變模塊化分散結構，既能及時擴容，又會減少因故障發生掉電的波及面，與UPS集中供電的故障損，最后，在通訊電源系統由于有自備的48V電源，交流不間斷電源采用DC／AC逆變模塊，單元功能清晰，并應用了通訊電源系統中固有的防雷電隔離裝置，安全性能提高，給用戶在使用中帶來極大的便利。