開關電源設計范文

導語：如何才能寫好一篇開關電源設計，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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    論文首先介紹了電力電子技術及器件的發展和應用,具體闡明了國內外開關電源的發展和現狀,研究了開關電源的基本原理,拓撲結構以及開關電源在電力直流操作電源系統中的應用,介紹了連續可調開關電源的設計思路、硬件選型以及TL494在輸出電壓調節、過流保護等方面的工作原理和具體電路,設計出一種實用于電力系統的開關電源,以替代傳統的相控電源。該系統以MOSFET作為功率開關器件,構成半橋式Buck開關變換器,采用脈寬調制(PWM)技術,PWM控制信號由集成控制TL494產生,從輸出實時采樣電壓反饋信號,以控制輸出電壓的變化,控制電路和主電路之間通過變壓器進行隔離,并設計了軟啟動和過流保護電路。該電源在輸出大電流條件下,能做到輸出直流電壓大范圍連續可調,同時保持良好的PWM穩壓調節運行。    開關電源結構

    以開關方式工作的直流穩壓電源以其體積小、重量輕、效率高、穩壓效果好的特點,正逐步取代傳統電源的位置,成為電源行業的主流形式?？烧{直流電源領域也同樣深受開關電源技術影響,并已廣泛地應用于系統之中。

    開關電源中應用的電力電子器件主要為二極管、IGBT和MOSFET。

    SCR在開關電源輸入整流電路及軟啟動電路中有少量應用, GTR驅動困難,開關頻率低,逐漸被IGBT和MOSFET取代。在本論文中選用的開關器件為功率MOSFET管。

    開關電源的三個條件:

    1. 開關:電力電子器件工作在開關狀態而不是線性狀態;

    2. 高頻:電力電子器件工作在高頻而不是接近工頻的低頻;

    3. 直流:開關電源輸出的是直流而不是交流。

    根據上面所述,本文的大體結構如下:

    第一章,為整個論文的概述,大致介紹電力電子技術及器件的發展,簡單說明直流電源的基本情況,介紹國內外開關電源的發展現狀和研究方向,闡述本論文工作的重點;

    第二章,主要從理論上討論開關電源的工作原理及電路拓撲結構;

    第三章,主要將介紹系統主電路的設計;

    第四章,介紹系統控制電路各個部分的設計;

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【關鍵詞】開關電源 可靠性 三防設計

隨著科學技術的進步，開關電源已經應用于人們生活的方方面面，人們對開關電源的的可靠性要求也在不斷的提高，開關電源的可靠性是保證設備正常運行的關鍵。為此如何設計出可靠性性能高的開關電源成為相關研究者重點研究的方向。

1 開關電源可靠性設計

1.1 供電方式的選擇

集中式供電系統和分布式供電系統是開關電源主要兩種供電方式，其中集中式供電系統會由于輸出間和傳輸距離不同的偏差，容易造成壓差，給整個供電的質量造成影響，另外，集中式供電系統采用一臺電源集中供電，一旦該電源發生故障就會影響整個供電系統，分布式供電系統相比集中式供電系統供電質量具有一定的優勢，其供電電源和負載距離比較近，能夠有效改善動態響應特性，除此之外，還具有能源損耗小，傳輸效率高，節約能源的優點，因此分布式供電星相比集中式供電具有一定的可靠性。在設計開關電源時，出于可靠性的考慮，通常都應用分布式供電系統，

1.2 電路拓撲選擇

開關電源的拓撲的結構非常多，有推挽式、半橋、全橋、單端正激式，單段反激式，雙管正激式，雙單端正激式、雙正激式等八種拓撲結構，雙橋或者半橋正激式電路開關能夠滿足電源最大的輸入電壓，所以在選擇開關管時比較容易，單端反激式、單端正激式、推挽式雙端正激式、電路拓撲，其開關管的承受電壓大約是2倍的輸入電壓，給開關管選擇帶來很大的困難。全橋拓撲結構和推挽式拓撲結構容易出現單向偏磁飽和現象，容易造成開關管損壞，半橋電路本身具有自動抗不平衡的特點，可以有效改善開關管損壞的現象。所以根據拓撲結構的特點，為了保證開關電源的可靠性通常選用雙管正激式電路或者半橋電路。

1.3 控制策略

電流型PWM控制主要是中小功率電源中應用的方法，其在電壓控制方面具有以下優勢：

（1）比電壓型控制速度快，并且不出出現電流過大損壞開關管的現象，降低了短路故障和過載現象；

（2）比電壓型紋波穩定；

（3）容易補償，環路穩定；

（4）快速的瞬態響應和優良的電網電壓調整率。經過實踐證明50W開關電源采用電流控制，輸出紋波大約為25mV，遠遠比電壓控制型優良。

硬開關技術往往會受到開關損耗的影響，一般情況下，其開關頻率都在350kHZ之下，利用諧振原理的軟開關技術，可以將開關的損耗降低到零。軟開關技術具有諧振變換器和PWM變換器的優點，可以應用于大功率帶能源中。

1.4 元器件

元器件能夠直接影響開關電源的可靠性，通常開關電源中元器件失效主要有以下幾種原因。

1.4.1 質量問題

制造質量出現問題，解決的方法只有一個就是嚴格的選擇元器件，避免不成熟、劣質的元器件投入使用，選擇有知名度的廠家，最大限度的避免因元器件質量問題影響開關電源的可靠性。

1.4.2 器件可靠性問題

器件可靠性是常見的基本失效問題，主要和元器件的工作應力水平有關，因此需要選擇可靠性良好的元器件，在選擇元器件時將早期失效。密封性能不合格。穩定性差、電參數不合格、外觀不合格的元器件剔除。在應用元器件之前進行非破壞性試驗進行篩選，通過非破壞性試驗可以明顯降低元器件可靠性的問題，在進行非破壞性試驗時需要讓普通電容器和電阻在室溫條件下，嚴格按照技術要求進行測試。

1.4.3 設計問題

為了有效降低設計問題導致的元器件失效，因此在選擇元器件時最好選用硅半導體，盡量少用褚半導體或者避免使用褚半導體，；最好使用集成電路，盡可能降低分離器件的數目；盡量使用玻璃封裝或者金屬封裝、陶瓷封裝的器件，杜絕使用塑料封裝的器件；設計的原則一般是不使用電位器，但是如果無法避免，就需要對電位器最好封裝措施，對于在惡劣環境下。例如潮濕、煙霧等，在設計時不要選用率電解電容，由于鋁電解電容自身的特性，導致其容易在惡劣的環境中發生腐蝕，進而影響設備的正常運行。在航天設備中應用的元器件因為常常受到空間粒子的影響，容易導致鋁電解電容發生分解。因此在選擇時盡量不要選用率電解電容。

1.4.4 能源損耗問題

能源損耗問題和元器件的工作應力沒有關系，主要和元器件的工作的時間有關，例如鋁電解容易如果長時間運行，鋁電解電容的電容液就會會被破壞，相應的電電容容量就會降低，電解液沒損失40%，電容量就會下降20%。如果點容易的芯子出現干涸，就無法在繼續運行，因此為了避免這種情況的發生，在設計開關電源時，最好注明率電解電容的更換時間，在使用達到更換時間時，強制對其進行跟換。

1.5 安全設計和三防設計

安全性是開關電源重要的一項性能指標，如果開關電源不具有安全性就不可能實現預定的功能，還特別容易發生安全事故，從而導致發生無法挽回的重大損失。因此開關電源必須要具有很高的安全性，那么在設計開關電源時，需做好防止觸電燒傷的措施，對于防觸電可以將輸出端設計為空，對于防燒傷控制其暴露在外面的機殼以及散熱性等零件不要讓去其溫度超過60度。在開關設計時，密封的要求也非常高，因此對于要求密封的器件做好相應的密封措施了對于暴露在空氣中的結構，不要設計凹陷的結構，做好防潮防腐蝕措施，對于開關的電源結構可以應用密封或者半密封的形勢隔絕不利的因素，在組建表面涂覆準用的防潮、防霉菌、防鹽霧氫氣，避免任何對開關電源不利的因素，保證開關電源的可靠性。

2 結束語

開關電源的可靠性和開關電源設備的性能息息相關，因此保證開關電源的可靠性保證開關電源的設備的正常運行，選擇合適的元器件，合適的拓撲電路沒做好安全設計和三防設計可以有效提高開關電源的可靠性。

參考文獻

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[2]劉志雄.開關電源可靠性設計探討[J].現代商貿工業，2010，09：325-326.

[3]黃永俊，張居敏，胡月來.開關電源可靠性的設計[J].農機化研究，2005，02：147-148.

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1　基本理論

開關電源的輸出電壓Vo是由一個控制電壓Vc來控制的，即由Vc與鋸齒波信號比較，產生PWM波形。根據鋸齒波產生的方式不同，開關電源的控制方式可分為電壓型控制和電流型控制。電壓型的鋸齒波是由芯片內部產生的，如LM5025，電流型的鋸齒波是輸出電感的電流轉化成電壓波形得到的，如UC3843。對于反激電路，變壓器原邊繞組的電流就是產生鋸齒波的依據。

輸出電壓Vo與控制電壓Vc的比值稱為未補償的開環傳遞函數Tu，Tu=Vo/Vc。一般按頻率的變化來反映Tu的變化，即Bode圖。

電壓型控制的電源其Tu是雙極點，以非隔離的BUCK為例，形式為：

電流型控制的電源其Tu是單極點，以非隔離的BUCK為例，形式為：

各種電路的未補償的開環傳遞函數Tu可以從資料中找到。本講座的目的是提供一種直觀的環路設計手段。

2 計算機仿真開關電源未補償的開環傳遞函數Tu

2.1 開關平均模型

開關電源的各個量經平均處理后，去掉高頻開關分量，得到低頻（包括直流）的分量。開關電源的建模、靜態工作點、反饋設計、動態分析等都是基于平均模型基礎之上的。若要得到實際的工作波形，應按實際電路進行時域仿真（Time Transient Analysis）。

將開關電路中的開關器件經平均化處理后，就得到開關平均模型，用開關平均模型可以搭建各種電路。

以下是幾個開關電源的平均模型仿真例子，從電路波形中看不到開關量，只是平均量，比如電感中流過的電流是實際電感中的電流平均值，電容兩端的電壓是實際電容兩端電壓的平均值等等。

2.1.1 CCM BUCK（連續模式BUCK）

先直流掃描Vc，得到所需的輸出電壓，即得到了電路的靜態工作點。然后交流掃描，得到Tu的Bode圖。Tu為雙極點。此處Vc等同于占空比d。

2.1.2 DCM BUCK（斷續模式BUCK）

按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu變成單極點函數。模型CCM-DCM即可用于連續模式，也可用于斷續模式。此處Vc仍等同于占空比d。

2.1.3 CCM BOOST（連續模式BOOST）

可以用模型搭建各種電路，如連續模式BOOST。

此處采用CCM-DCM模型可能仿真不收斂，為使仿真更好地收斂，建議什么電路模式采用對應模型。此處Vc也等同于占空比d。

2.1.4 Flyback

n是變壓器變比，原邊比副邊；L是變壓器原邊電感量。此處V6等同于d。

2.2 受反饋電壓控制的仿真

實際電路中，占空比d的產生主要有兩種方法：電壓控制和電流控制。仿真時，電壓控制中d的產生方式如下：

Vc是反饋回路的輸出電壓，GAIN的放大倍數等于鋸齒波幅值的倒數，若鋸齒波幅值為Vm，則GAIN=1/Vm。

電流型控制中d的產生方式如下：

同上，Vc是反饋回路的輸出電壓；IL是用于產生鋸齒波的電流信號，例如在BUCK電路中是輸出電感電流，在Flyback中是變壓器原邊電流；V1是使電流上升的電壓，V2是使電流下降時的電壓；占空比d及d2是輸出變量。

至此，我們可以得到控制電壓Vc到輸出電壓Vo的傳遞函數Tu。下面是幾個仿真Tu的例子。

2.2.1 電壓型控制的CCM BUCK

上述幾個例子中加入GAIN就變成電壓型控制的仿真電路了。

2.2.2 電流型控制的CCM BUCK

轉貼于 電流互感器將輸出電感的電流信號變成電壓信號IL，產生鋸齒波，模型CPM將控制電壓Vc與鋸齒波比較產生占空比d的PWM波。MOS開通時，L1中的電流上升，使其電流上升的電壓V1是Vg-Vo；Mos關斷時，Vo加在L1上，使其電流下降的低電壓V2=Vo。參數Rs是檢流電阻，mva是斜坡補償的斜率，單位是V/S，L是輸出電感，fs是開關頻率。

2.2.3 帶變壓器隔離的電流型BUCK電路

由于電路帶變壓器，所以平均開關模型也要用帶變壓器的模型CCM-T（帶變壓器的電流連續模式的模型）。參數Rs是原邊檢流電阻，n是變壓器變比（原邊:副邊），mva是斜坡補償的斜率，單位是V/S。

2.3 仿真實例

實際電路中，選用不同的控制芯片，控制電壓Vc的產生方式是不同的。以下是幾個我們在工作中經常用到的幾種控制芯片的仿真實例。

2.3.1 帶變壓器隔離的電流型CCM（UC3843）

UC3843-1

UC3843自帶的運放歸為反饋回路，運放輸出的電壓作為控制電壓Vc。V9芯片內部的兩個二極管壓降，GAIN的放大倍數等于芯片內的電阻分壓。

此電路采用電流互感器采樣原邊電流，對于如下的采樣電路，Rs=R/n，n是電流互感器的匝比（n:1）。

UC3843的斜率補償，對于下圖電路，補償斜率 (V/s)

2.3.2

帶隔離和電壓前饋的電壓型CCM（LM5025）

LM5025-1

V6對應于芯片內部反饋信號的1V壓降，R、C為產生鋸齒波的參數。

2.3.3準諧振反激電路 (UCC28600)

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引言

設計一個具有良好動態和靜態性能的開關電源時，控制環路的設計是很重要的一個部分。而環路的設計與主電路的拓撲和參數有極大關系。為了進行穩定性分析，有必要建立開關電源完整的小信號數學模型。在頻域模型下，波特圖提供了一種簡單方便的工程分析方法，可用來進行環路增益的計算和穩定性分析。由于開關電源本質上是一個非線性的控制對象，因此，用解析的辦法建模只能近似建立其在穩態時的小信號擾動模型，而用該模型來解釋大范圍的擾動（例如啟動過程和負載劇烈變化過程）并不完全準確。好在開關電源一般工作在穩態，實踐表明，依據小信號擾動模型設計出的控制電路，配合軟啟動電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后，完全能使開關電源的性能滿足要求。開關電源一般采用Buck電路，工作在定頻PWM控制方式，本文以此為基礎進行分析。采用其他拓撲的開關電源分析方法類似。

1 Buck電路電感電流連續時的小信號模型

圖1為典型的Buck電路，為了簡化分析，假定功率開關管S和D1為理想開關，濾波電感L為理想電感（電阻為0），電路工作在連續電流模式（CCM）下。Re為濾波電容C的等效串聯電阻，Ro為負載電阻。各狀態變量的正方向定義如圖1中所示。

S導通時，對電感列狀態方程有

L(dil/dt)=Uin－Uo    （1）

S斷開，D1續流導通時，狀態方程變為

L(dil/dt)=－Uo    （2）

    占空比為D時，一個開關周期過程中，式（1）及式（2）分別持續了DTs和（1－D）Ts的時間（Ts為開關周期），因此，一個周期內電感的平均狀態方程為

L(dil/dt)=D(Uin－Uo)＋(1－D)(－Uo)=DUin－Uo   （3）

穩態時，=0，則DUin=Uo。這說明穩態時輸出電壓是一個常數，其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。

由于電路各狀態變量總是圍繞穩態值波動，因此，由式（3）得

L[d(il+il')/dt]=(D＋d)(Uin＋Uin')－(Uo＋Uo')    （4）

    式（4）由式（3）的穩態值加小信號波動值形成。上標為波浪符的量為波動量，d為D的波動量。式（4）減式（3）并略去了兩個波動量的乘積項得

L(dil'/dt)=DUin'＋dUin－Uo'    （5）

由圖1，又有

iL=C(duc/dt)＋Uo/R0    （6）

Uo=Uc＋ReC(duc/dt)    （7）

式（6）及式（7）不論電路工作在哪種狀態均成立。由式（6）及式（7）可得

iL＋ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(duo/dt))    （8）

式（8）的推導中假設Re<<Ro。由于穩態時dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得穩態方程為iL=Uo/Ro。這說明穩態時電感電流平均值全部流過負載。對式（8）中各變量附加小信號波動量得

式（9）減式（8）得

iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo＋CRo(dUo/dt))    （10）

將式（10）進行拉氏變換得

iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1+sCRo)/(1+sCRe)]    (11)

(s)=（11）一般認為在開關頻率的頻帶范圍內輸入電壓是恒定的，即可假設=0并將其代入式（5），將式（5）進行拉氏變換得

sLiL'(s)=d(s)Uin－Uo'(s)    （12）

由式（11），式（12）得

Uo'(s)/d(s)=Uin[(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]    （13）

iL'(s)/d(s)=[(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1]·Uin/Ro    （14）

式(13)，式(14)便為Buck電路在電感電流連續時的控制－輸出小信號傳遞函數。

2 電壓模式控制（VMC）

電壓模式控制方法僅采用單電壓環進行校正，比較簡單，容易實現，可以滿足大多數情況下的性能要求，如圖2所示。

圖2中，當電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時，Vc波形近似直流電平，并有

D=Vc/Vs    （15）

d=Vc'/Vs    （16）

式（16）為式（15）的小信號波動方程。整個電路的環路結構如圖3所示。圖3沒有考慮輸入電壓的變化，即假設Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動；KFB=UREF/Uo，為反饋系數；誤差e為輸出采樣值偏離穩態點的波動值，經電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數，KLC=(1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。

    在已知環路其他部分的傳遞函數表達式后，即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個零點和兩個諧振極點，因此，一般將E/A設計成PI調節器即可，KEA=KP(1＋ωz/s)。其中ωz用于消除穩態誤差，一般取為KLC零極點的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開環增益以－20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。

VMC方法有以下缺點：

1）沒有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制，對瞬變的輸入電壓響應較慢，需要很高的環路增益；

2）對由L和C產生的二階極點（產生180°的相移）沒有構成補償，動態響應較慢。

VMC的缺點可用下面將要介紹的CMC方法克服。

3 平均電流模式控制（AverageCMC）

平均電流模式控制含有電壓外環和電流內環兩個環路，如圖4所示。電壓環提供電感電流的給定，電流環采用誤差放大器對送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號（iLRs）之差進行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進行比較，最后即得控制占空比的開關信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個設計良好的電流誤差放大器，Vc不會是一個直流量，當開關導通時，電感電流上升，會導致Vc下降；開關關斷，電感電流下降時，會導致Vc上升。電流環的設計原則是，不能使Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，兩者斜率相等時就是最優。原因是：如果Vc上升斜率超過三角波的上升斜率，會導致Vc峰值超過Vs的峰值，在下個周波時Vc和Vs就可能不會相交，造成次諧波振蕩。

采用斜坡匹配的方法進行最優設計后，PWM控制器的增益會隨占空比D的變化而變，如圖5所示。

當D很大時，較小的Vc會引起D較大的改變，而D較小時，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有

d=DV'/Vs    （17）

不妨設電壓環帶寬遠低于電流環，則在分析電流環時Vcv為常數。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時，在開關頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為

GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs    （18）

GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs)    （19）

高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母中的低階項忽略，并化簡，得

iL'(s)=[d(s)Uin]/sL    （20）

由式（17）及式（20）有

(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs)    （21）

將式（19）與式（21）相乘，得整個電流環的開環傳遞函數為

(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s    （22）

圖7

    將s=2πfc代入上式，并令上式等于1時，可得環路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此，可將電流環等效為延時時間常數為一個開關周期的純慣性環節，如圖6所示。顯然，當電流誤差放大器的增益GCA小于最優值時，電流響應的延時將會更長。

GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個高頻極點，以使fs以后的電流環開環增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環的抗干擾能力。低頻下一般要加一個零點，使電流環開環增益變大，減小穩態誤差。

整個環路的結構如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前。可見相對VMC而言（參見圖3），平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點（新增極點fs很大，對電壓環影響很小），將環路校正成了一階系統,電壓環增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環設計變得更加容易。

4 峰值電流模式控制（PeakCMC）

平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時顯得不太方便，因此，實踐中經常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進行比較后，直接得到開關管的關斷信號（開通信號由時鐘自動給出），因此，電壓環的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。

    峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進入不連續電流（DCM）工作區后誤差將超過100％，系統有時可能會出現振蕩現象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環開環增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環開環增益只能保持在10以內不變（峰值電流和平均值之間的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿載場合。

峰值CMC的缺點還包括對噪音敏感，需要進行斜坡補償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優點，且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復現電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。

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【關鍵詞】電容儲能；自動化終端設備；電源開關設計

一、電容儲能自動化終端設備的開關電源設計

智能化終端設備的主要部件構成有：電力系統的監測、監控設備及自動化系統設備。其中，開關電源是關鍵部件之一，開關電源的輸入主要來自于電壓互感器二次側及配電變壓器二次側。要解決戶外智能自動化設備的工作安全穩定問題就必須采取能夠電容器等相對于蓄電池來說，管理更加便捷的儲能技術。電容器作為自動化終端設備的儲能電源更方便于管理、并且充電迅速、使用的壽命較長、重量較輕并且體積比較小非常適合在戶外或者環境較為惡劣的工作環境中使用，具有比較大的發展前景。在實際的應用方面，對于我國電力儲能設備來說，要在失去電源時維持絕大多數的戶外智能自動化終端設備的短暫運行，只需要在剛停電時上報該項工作的工作時間對于環網柜的監控終端來說，也只要在失去電源供電時上報出工作的故障及開關的狀態，同樣要將故障線路上游的相鄰開關進行分斷。這些所有的功能基本上在一分鐘之內都可以完成。在出現故障時或者突然失去了電源供應時，智能型自動化終端設備的電源必須要在維持本設備的正常工作及通信部件需要的能量的基礎上，提供峰值功率一般不大于5W，平均功率要小于2.5W的供電電源。從這一點來看，超級電容器、大容量的電解電容器是非常適合作為儲能電源來提供戶外智能自動化終端設備。因此，電容儲能已經能夠成功地運用在電力系統中。

二、設計原理

電容儲能的開關電源主要通過整流電路、切換電路、變換器以及工作用的儲能電容器及操作用的儲能電容器等組成。主要的電力構造如下圖所示。對TTU等不需要進行電容儲能開關控制的情況只需要虛線下方等部件構成。

通過示意圖我們可以看出：電容儲能中整個流通電路是可以正常的供電情況下進行電容充電，并且可以通過切換電路A用在失去了正常供電電源的供電情況下，而把DC-DC變換器切換到自動化終端的工作設備中所需的儲能電容進行恢復正常供電，并提供電能，當不需要時再進行切換。而切換電路B則可以在失去正常的供電情況下把將電源的開關等操動機構切換到儲能電容的操作上。一方面，工作用的儲能電容器可以儲存相應的能量，并且能夠在失去交流電源的供應時維持短暫的智能終端供電提供給自動化終端設備；另一方面，操作用的儲能電容器可以儲存相應的能量，DC-DC變換器則可以把交流供應電源與工作用的儲能電容器中的能量進行轉換。同時，按照智能型自動化終端設備所需要的形式提供其使用。一般來說，輸入電壓都要比自動化裝置設備的工作電壓高，所以要采用降壓型buck DC-DC作為變換器，其主要構成如下圖所示。

上圖，S作為功率開關，D作為-極管，L為電感，C0作為輸出電容，RL作為負載、Vi作為輸入電壓、V0為輸出電壓、I0為輸出電流。在正常的工作狀況下，工作電源與操作電源并不同時保持時相同的狀況。正常工作狀況下的操作電源主要直接取自與電壓互感器二次側；而正常工作狀況下的工作電源有時也會直接取自電壓互感器二次側，有時則是通過一個二次變壓器作為隔離裝置來進行降壓后才得到。在輸入電壓和輸出電壓相差比較大的狀況下，DC-DC變換器則需要采用一種脈沖隔離變壓器來進行電壓變壓，從而滿足工作的需要。由于構成工作用的儲能電容器，具備串聯充電及并聯放電的特殊性質。所以，在失去交流電源的正常供電情況下，由工作用的儲能電容器進行放電來維持自動化終端設備的正常工作，通過串并電容組合的結構起到相應的降壓效果。這種組合可以不通過隔離變壓器就能滿足DC-DC變換器的工作需要而不需要進行電壓變比的工作。

綜上，通過對電容儲能的自動化終端設備的開關電源設計及研究分析，采用新型的電容儲能作為交流電失去正常供電時維持自動化設備正常的工作是非?？煽坎⒕邆湎鄳姆€定性。

參 考 文 獻

篇6

1　引言

隨著PWM技術的不斷發展和完善，開關電源得到了廣泛的應用，以往開關電源的設計通常采用控制電路與功率管相分離的拓撲結構，但這種方案存在成本高、系統可靠性低等問題。美國功率集成公司?POWER Integration Inc?開發的TOP Switch系列新型智能高頻開關電源集成芯片解決了這些問題，該系列芯片將自啟動電路、功率開關管、PWM控制電路及保護電路等集成在一起，從而提高了電源的效率，簡化了開關電源的設計和新產品的開發，使開關電源發展到一個新的時代。文中介紹了一種用TOP Switch的第三代產品TOP249Y開發變頻器用多路輸出開關電源的設計方法。

2　TOP249Y引腳功能和內部結構

2．1 TOP249Y的管腳功能

TOP249Y采用TO－220－7C封裝形式，其外形如圖1所示。它有六個管腳，依次為控制端C、線路檢測端L、極限電源設定端X、源極S、開關頻率選擇端F和漏極D。各管腳的具體功能如下：

控制端C：誤差放大電路和反饋電流的輸入端。在正常工作時，利用控制電流IC的大小可調節占空比，并可由內部并聯調整器提供內部偏流。系統關閉時，利用該端可激發輸入電流，同時該端也是旁路、自動重啟和補償電容的連接點。

線路檢測端L：輸入電壓的欠壓與過壓檢測端，同時具有遠程遙控功能。TOP249Y的欠壓電流IUV為50μA，過壓電流Iav為225μA。若L端與輸入端接入的電阻R1為1MΩ，則欠壓保護值為50VDC，過壓保護值為225VDC。

極限電流設定端X：外部電流設定調整端。若在X端與源極之間接入不同的電阻，則開關電流可限定在不同的數值，隨著接入電阻阻值的增大，開關允許流過的電流將變小。

源極S：連接內部MOSFET的源極，是初級電路的公共點和電源回流基準點。

開關頻率選擇端F：當F端接到源極時，其開關頻率為132kHz，而當F端接到控制端時，其開關頻率變為原頻率的一半，即66kHz。

漏極D：連接內部MOSFET的漏極，在啟動時可通過內部高壓開關電流提供內部偏置電流。

2．2 TOP249Y的內部結構

TOP249Y的內部工作原理框圖如圖2所示，該電路主要由控制電壓源、帶隙基準電壓源、振蕩器、并聯調整器／誤差放大器、脈寬調制器（PWM）、門驅動級和輸出級、過流保護電路、過熱保護電路、關斷／自動重起動電路及高壓電流源等部分組成。

3 基于TOP249Y的開關電源設計

筆者利用TOP249Y設計了一種新型多路輸出開關電源，其三路輸出分別為5V／10A、12．5V／4A、7V／10A，電路原理如圖3所示。該電源設計的要求為：輸入電壓范圍為交流110V～240V，輸出總功率為180W。由此可見，選擇TOP249Y能夠滿足要求。

3．1 外圍控制電路設計

該電路將X與S端短接可將TOP249Y的極限電流設置為內部最大值；而將F端與S端短接可將TOP249Y設為全頻工作方式，開關頻率為132kHz。

圖2 

    在線路檢測端L與直流輸入Ui端連接一2MΩ的電阻R1可進行線路檢測，由于TOP249Y的欠壓電流IUV為50μA，過壓電流Iav為225μA，因此其欠壓保護工作電壓為100V，過壓保護工作電壓為450V，即TOP249Y在本電路中的直流電壓范圍為100～450V，一旦超出了該電壓范圍，TOP249Y將自動關閉。

3．2 穩壓反饋電路設計

反饋回路的形式由輸出電壓的精度決定，本電源采用“光耦＋TL431”，它可以將輸出電壓變化控制在±1％以內，反饋電壓由5V／12A輸出端取樣。電壓反饋信號U0通過電阻分壓器R9、R11獲得取樣電壓后，將與TL431中的2．5V基準電壓進行比較并輸出誤差電壓，然后通過光耦改變TOP249Y的控制端電流IC，再通過改變占空比來調節輸出電壓U0使其保持不變。光耦的另一作用是對冷地和熱地進行隔離。反饋繞組的輸出電壓經D2、C2整流濾波后，可給光耦中的接收管提供電壓。R4、C4構成的尖峰電壓經濾波后可使偏置電壓即使在負載較重時，也能保持穩定，調節電阻R6可改變輸出電壓的大小。

3．3 高頻變壓器設計

由于該電源的輸出功率較大，因此高頻變壓器的漏感應盡量小，一般應選用能夠滿足132kHz開關頻率的錳鋅鐵氧體，為便于繞制，磁芯形狀可選用EI或EE型，變壓器的初、次級繞組應相間繞制。

高頻變壓器的設計由于要考慮大量的相互關聯變量，因此計算較為復雜，為減輕設計者的工作量，美國功率公司為TOP Switch開關電源的高頻變壓器設計制作了一套EXCEL電子表格，設計者可以方便地應用電子表格設計高頻變壓器。

3．4 次級輸出電路設計

輸出整流濾波電路由整流二極管和濾波電容構成。整流二極管選用肖特基二極管可降低損耗并消除輸出電壓的紋波，但肖特基二極管應加上功率較大的散熱器；電容器一般應選擇低ESR?等效串聯阻抗?的電容。為提高輸出電壓的濾波效果，濾除開關所產生的噪聲，在整流濾波環節的后面通常應再加一級LCC濾波環節。

3．5 保護電路設計

本電源除了電源控制電路TOP249Y本身所具備的欠壓、過壓、過熱、過流等保護措施外，其外圍控制電路也應有一定的保護措施。用D3、R12、Q1可構成一個5．5V的過壓檢測保護電路。這樣，當5V輸出電壓超過5．5V時，D3擊穿使Q1導通，從而使光耦電流增大，進而增大了控制電路TOP249Y的控制端電流IC，最后通過內部調節即可使輸出電壓下降到安全值。

圖3

    為防止在開關周期內，TOP249Y關斷時漏感產生的尖峰電壓使TOP249Y損壞，電路中設計了由箝壓齊納管VR1、阻斷二極管D1、電容C5、電阻R2、R3組成的緩沖保護網絡。該網絡在正常工作時，VR1上的損耗很小，漏磁能量主要由R2和R3承擔；而在啟動或過載時，VR1即會限制內部MOSFET的漏極電壓，以使其總是處于700V以下。

4 電源性能測試及結果分析

根據以上設計方法，筆者對采用TOP249Y設計的多路輸出開關電源的性能進行了測試。實測結果表明，該電源工作在滿載狀態時，電源工作的最大占空比約為0．4，電源的效率約為90％，紋波電壓控制、電壓調節精度及電源工作效率都超過了以往采用控制電路與功率開關管相分立的拓撲結構形式的開關電源。

篇7

關鍵詞： 功率因數； UCC28019； 參數計算； 調試

中圖分類號： TN701?34； TM761 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0145?03

Analysis and design of switch power with high?power factor

LIU Ping， SHI Huang?huang， HUANG Sheng?yan， DIAO Wan?yu

（Tan Kah Kee College， Xiamen University， Zhangzhou 363105， China）

Abstract： Power factor correction （PFC） is an important issue in switching power supply design. PFC is widely used due to its simple peripheral circuits and high?power factor， but design of the PFC external parameters is difficult. To solve this problem， a method to determine the external parameters is proposed. The internal structure of the control device is analyzed theoretically， mathematical model is established and Matlab simulation analysis is performed， so as to fully grasp the influence of external parameters on the control performance of the system， and avoid too many blind spots in the debugging process. If the parameters determined with this method is apply to the actual circuit， a high?power factor switch power supply with high performance can be designed by means of a simple debugging.

Keywords： power factor； UCC28019； parameter calculation； debugging

節約能源是當今社會的主流，一款好的電源產品應在幾乎無浪費的情況下完成能源的轉換，而功率因數是衡量能源轉換高低的一個重要指標，功率因數越高，能源浪費越少。目前通過查找功率因數校正的開關電源的資料學習，普遍上手不快，主要是對電路的元件參數的設置不解。針對此問題，本文詳細介紹一款高功率因數開關電源，重在分析參數對電源系統的影響。設計的電源具體指標要求為：輸入交流電壓[Uin]在20～30 V變化時，輸出直流電壓[Uout=]36 V±0.1 V，輸出電流[Iout=]2 A；電源輸入側功率因數在0.8～1可測、可調整。

1 控制系統分析與設計

該電源設計分為三部分：功率因數測量、升壓電路、功率因數校正，設計難點在于功率因數的校正。功率因數校正（PFC）可選控制芯片很多，本文選擇一款在連續工作模式下，以固定頻率65 kHz工作的控制芯片UCC28019。該芯片電路簡單，與升壓電路結合，可實現20～30 V交流輸入到36 V穩壓，無需降壓電路，核心關鍵的問題在于電路的參數的確定。UCC28019芯片資料提供相應公式用于計算電阻、電容等參數，但將計算所得參數應用實際電路中，會發現得不到理想的系統輸出，盲目修改參數進行調試有時雖花費大量的時間但不成功，本文將結合芯片內部結構進行深入分析關鍵參數對系統的影響，從而提高硬件電路的調試效率。

1.1 功率因數測量

功率因數PF是指交流輸入有功功率[P]與視在功率S的比值[1]。

[PF=PS=PURMSIRMS=1Ni=1NUiIi1Ni=1NUi21Ni=1NIi2]

式中：[URMS，][IRMS]為電壓、電流的有效值。利用微型精密電壓互感器、電流傳感器采集電源輸入側的電壓、電流，為方便單片機采集數據（只讀取正向數值），在各互感器后連接整流橋。具體電路如圖1，圖2所示。

圖1 電壓采樣

圖2 電流采樣

1.2 升壓型功率因數校正

設計電路，首先需計算電源指標[1]：

根據電源設計要求，可得輸入電流最大有效值為3.83 A；輸入電流有效值峰值為5.41 A；輸入電流最大值平均值為3.45 A，輸入電感電流最大峰值為5.95 A，由此計算相關參數。圖3為升壓型功率因數校正電路圖。

圖3 升壓型PFC電路

1.2.1 部分參數的選取

圖3電路設計的難點在于UCC28019電壓回路參數的確定，其余參數結合經驗及技術文檔資料可得，這里就不再詳述其參數的設計過程。使用多個并聯低壓降的二極管BYQ28E構成整流橋；并接一個低ESR的155 CBB電容濾除整流輸出電壓的高頻成分；升壓電感選用環形鐵硅鋁粉芯，其電感量取128 μH；輸出濾波電容[Cout]取2個4 700 μF電容并聯；取樣電阻[R2]取0.1[Ω]的康銅絲；濾波電容[C9]取0.47 μF；電壓[VIN]輸入端電阻[R9]取10 kΩ，[R6]取170 kΩ；電壓輸入端電容[C8]取10 μF。

1.2.2 電壓回路分析及參數計算

查閱UCC28019內部結構[2]，得電壓回路方框圖，如圖4所示。

圖4 電壓回路方框圖

傳函[G2]為系統固有部分，[G3]為升壓電路部分，[G1]由圖5求得，[G4]由圖6求得，兩者均與UCC28019的參數有關。

圖5 gmv控制器 圖6 反饋裝置

由圖5、圖6求取傳函：

[G4=VsenseVout=R4（R3+R4）=50 000（50 000+310 000）=536]

[G1=VcompVsense=（VcompVOTA1）（IOTA1IOTA1）=（1+sR7C7）（C6+C7）s（1+sR7C6C7（C6+C7））gmv]

式中：gmv為常數，值為[42×10-6 μs]，令：

[w1=1（R7C7）， w2=（C6+C7）（R7C6C7）]

得：

[G1=（1+sw1）（C6+C7）s（1+sw2）]

[G1]環節相當于超前?滯后校正控制器，[G1]中[C7]變化影響系統的開環零、極點及開環增益；[C6]變化影響系統的開環增益，開環極點；[R7]變化影響系統的開環零點、極點。各參數變化均會影響系統性能。查文檔得：

[G2G3=（M3VoutM1M2）（sw3+1）=49.5（s10.7+1）][w3=KFQM1M2V3inrmsK1R2V3outCout，M3=0.512，M1=0.484，M1M2=0.372，K1=7]

綜合得：[G2G3G4=6.88（0.093s+1）。]

利用Matlab線性時不變工具LTIVIEW對[G2G3G4]仿真，波特圖如圖7所示。

圖7 [G2G3G4]波特圖

對PFC電路而言，系統傳函的帶寬要小于20 Hz（128.6 rad/s）[2]，結合圖7仿真曲線，將系統的截止頻率設置在[Wc=]100 rad/s，既滿足帶寬要求，又能有較佳的動態性能，此時[G1]在截止頻率處需提供2.72 dB的增益進行補償；為提高系統的相角裕度用[G1]中[w1]處的零點補償開環傳函[w3]處的極點；為提高系統的抗干擾能力，可將[G1]中的[w2]設置為高頻段，取值為[2×π×50]Hz。

令[20lgG1（j100）=2.72，]得[C7=3 ]μF。

令[w1=1（R7C7）=10.7，C7=3 ]μF，得[R7=31 ]kΩ，取[R7=][30 ]kΩ，令[w2=（C6+C7）（R7C6C7）=2×π×50，]得[C6=0.1 ]μF。

綜合得[G1=42×（1+s10.7）（3.1s（1+s314））。]

再次利用Matlab對系統開環傳[G1G2G3G4]進行仿真，波特圖如圖8所示。截止頻率在90 rad/s，與預期目標相比，截止頻率略微前移，可對校正過程做些微調，但分析校正后系統性能，已達到較佳性能，可以不用重新設計。

圖8 [G1G2G2G4]波特圖

1.2.3 電流回路分析及參數選定

查閱UCC28019內部結構[2]，繪制其電流回路方框圖，如圖9所示。

圖9 電流回路方框圖

電流回路可實現電流跟蹤電壓，從而完成電壓、電流同向，即實現高功率因數校正。

該回路電容參數代入公式計算，取[C5=]1 nF。

1.2.4 功率因數調整方法

由圖8分析，[R7]變化影響[Vcomp]的幅值、相位，由圖9分析，電流[Iin]跟蹤[Vcomp。]而輸入電壓相位不受UCC28019控制，因此，調整[R7]的大小可以改變輸入電壓、電流的相位差，即調整功率因數。在電路設計中，為方便調整功率因數，將[R7]設置為滑阻。

1.2.5 優化設計，提高效率

為保證電源效率高，升壓電路中的二極管、開關管盡可能用功耗小、恢復快的，如二極管BYQ28E，開關管IRF3710；反饋電阻盡可能用大的，可降低損耗；多個低壓降二極管并聯構成整流電路；減小開關管柵極串聯電阻，串接小電阻，防止振蕩；在柵極和源極并接大阻值電阻，減小開關管斷開時的靜態電流等。

2 實 驗

設計一款基于UCC28019的高功率因數開關電源，主體電路如圖1～圖3所示。各元件參數采用上節的設計結果，搭建硬件電路，并制版，檢測時在輸入側串接電參數測量儀測量系統功率因數、效率，輸入端接至調壓器輸出端。當調壓器輸出24 V，輸出電流在0.2～2.0 A變化時，負載輸出實時用萬用表檢測，其值在35.9～36.1 V之間；電參數測量儀功率因數顯示0.98以上，效率0.95；調整[R7]滑阻大小，功率因數可降至0.8；單片機測量能同步準確顯示，整體滿足設計要求。

3 結 論

利用UCC2809進行高功率因數開關電源的設計，可簡化設計過程，但能否獲得良好的性能，很大程度上取決于參數的選取，而參數的確定不能只由技術文檔確定，而應結合深入理論分析的結果對參數進行適當調整。實驗結果表明，采用有效的分析方法，對硬件電路的調試有事倍功半的效果。

參考文獻

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[8] 程良濤，李輝.一種高功率因數PFC的研制[J].電源技術，2010，34（10）：1068?1071.

篇8

關鍵詞：UC3842 保護電路 開關電源

中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416(2011)12-0105-02

1、引言

電源裝置是電力電子技術應用的一個重要領域，其中高頻開關式直流穩壓電源由于具有效率高、體積小和重量輕等突出優點，獲得了廣泛的應用。開關電源的控制電路可以分為電壓控制型和電流控制型，前者是一個單閉環電壓控制系統，系統響應慢，很難達到較高的線形調整率精度，后者，較電壓控制型有不可比擬的優點。

2、單端反激式變換器

本文采用單端反激式。所謂單端，是指高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側，并且只有一個輸出端。所謂反激，是指開關功率管導通時，后級整流二極管截止，電能將儲存在高頻變壓器的初級電感線圈中；當開關功率管關斷時，后級整流二極管導通，初級線圈上的電能通過磁芯的藕合傳輸給次級繞組，并經過后級整流二極管輸出。

UC3842簡介。UC3842是國內應用比較廣泛的一種電流控制型脈寬調制器。所謂電流型脈寬調制器是按反饋電流來調節脈寬的。在脈寬比較器的輸入端直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結構上有電壓環、電流環雙環系統，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態響應特性都有提高，是比較理想的控制器。

同時，UC3842是單電源供電，帶電流正向補償，單路調制輸出的集成芯片，主要用于高頻中小容量開關電源，用它構成的電路在驅動開關管時，通常將誤差比較器的反向輸入端通過反饋電路經電阻分壓得到的信號與內部2.5V基準進行比較，誤差比較器的輸出端與反向輸入端用RC元件接成補償網絡，誤差比較器的輸出端與電流采樣電壓進行比較，從而控制PWM序列的占空比，達到電路穩定的目的。它主要包括高頻振蕩、誤差比較、欠壓鎖定、電流取樣比較、脈寬調制鎖存等功能電路。芯片工作起動電壓是16V，關閉電壓是10V，6V的起動與關閉電壓差可有效防止電路在閥值電壓附近工作而引起的振蕩。芯片起動電流為1mA，所以，芯片可以對高壓用電阻降壓起動，待起動完成后由饋電繞組供電。還提供5V的基準電壓,帶載能力50mA。在UC3842的輸入端與地之間，還有34V的穩壓管，一旦輸入端出現高壓，該穩壓管就被反向擊穿，將供電電壓鉗位于34V，保護芯片不致損壞。如圖所示為開關電源的電路。

3、開關電源的工作原理

3.1 AC輸入整流部分

交流電(AC110～220V/50Hz)由J2-1進入，經過R2送至由D1-D4組成的橋式整流，并由C1濾波，把交流電變換為直流電（當輸入交流電110V時，整流后的直流為155V左右，當輸入交流電220V時，整流后的直流為300V左右）,圖1。

3.2 UC3842工作過程

接通輸入電源VIN后，電流ig通過啟動電阻R5給電容C3,C11 充電,當C3,C11電壓達到UC3842啟動電壓門檻值16V時,UC3842 開始工作并提供驅動脈沖,由6端輸出推動開關管Q1工作,輸出信號為高低電壓脈沖。高電壓脈沖期間, 開關功率管Q1導通,電流通過變壓器初級繞組NP,同時把能量儲存在變壓器中。根據同名端標識情況,此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。當6腳輸出的高電平脈沖結束時,開關功率管Q1截止,根據楞次定律, 變壓器初級繞組NP為維持電流不變,產生下正上負的感生電動勢,此時其他邊各路二極管導通,向外提供能量。同時輔助繞組Nb向UC3842供電。

UC3842啟動工作后，C3,C11為UC3842提供穩定的工作電壓VCC,VCC通過R9，R19，光耦817，R8組成的分壓取樣電路，電壓通過2腳被反饋到UC3842內部的誤差放大器并和基準電壓比較得到誤差電壓Vr；同時在取樣電阻R3上建立的電壓也被反饋到UC3842電流測定比較器的同相輸入端，這個檢測電壓和誤差電壓Vr相比較，產生脈沖寬度可調的驅動信號，用來控制開關功率管Q1的導通和關斷時間，以決定高頻變壓器的通斷狀態，從而達到輸出穩壓的目的。考慮到VCC及Vref上的噪聲電壓也會影響輸出的脈沖寬度，因此，在UC3842的腳7和腳8上分別接有消噪電容C3,C11和C10。R7是開關功率管Q1的柵極限流電阻。

3.3 吸收箝位電路

吸收箝位電路由C2,R20,R4和D6組成，Q1截止后，由于變壓器存在漏感，而漏感能量不能通過變壓器耦合到NS繞組釋放，如果沒有RCD箝位電路，漏感中的能量將會在Q1關斷瞬間轉移到Q1極間電容和電路中的其它雜散電容中，此時Q1集電極將會承受較高的開關應力，若加上RCD 箝位電路，漏感中的大部分能量將在Q1關斷瞬間轉移到箝位電路的箝位電容C2上，然后這部分能量被箝位電阻R20,R4消耗，這樣就大大減少了開關管的電壓應力。

3.4 輸出穩壓控制電路

當負載變化或其它因素引起輸出電壓VO變高，通過R6和R13、VR2組成的電壓取樣電路和C9加速電容，TL431控制端1電壓會高于它基準電壓2.5V，這時通過TL431的電流增加，加在光耦發光二極管的電壓也增大，光耦發光增強，光耦C-E極間電阻變小，UC3842的2腳電壓升高，促使片內對PWM比較器進行調節，減少占空比，通過Q1 D-S極電流變小，變壓器儲能減少，輸出電壓降低。反之，VO變低，通過R6和R13、VR2組成的電壓取樣電路和C9加速電容，TL431控制端1電壓會高于它基準電壓2.5V，這時通過TL431的電流減弱，加在光耦發光二極管的電壓也變小，光耦發光減弱，光耦C-E極間電阻變大，UC3842 2腳電壓降低，促使片內對PWM比較器進行調節，增大占空比，通過Q1 D-S極電流變大，變壓器儲能增加，輸出電壓升高。

3.5 輸出部分

當Q1關斷時，初級繞組NP變成下正上負，NS上正下負，D7導通，存儲在變壓器中的能量通過D7供應給負載同時給電容C7充電。

在開關管Q1導通時，變壓器是不給負載供電的，這時只能靠電容給負載供電，C7越大，儲存的能量就越多，供應同樣的負載，電壓下降就越少，換言之，輸出電壓就越穩定，所以C7越大越好。在選取濾波電容時，還要考慮它的耐壓，耐壓一定要比輸出電壓高，最好是留有一定的耐壓余地。

R7是假負載，釋放掉濾波電容C7的部分能量，起到改善電路間歇振蕩的效果。R7的阻值小，對改善電路間歇振蕩效果比較好，但太小會增加無用的功耗，降低電路效率，它的阻值大小一般根據經驗或電路調試確定。

由于開關電源的工作頻率都比較高，所以D7采用響應速度比較快的肖特基整流二極管，在選原件時除了要考慮響應速度外，還要考慮它的額定工作電流，一般要比額定電流大3倍以上，除此還要考慮它的耐壓，因為開關管Q1導通時，初級繞組NP上的電壓（上正下負）基本上是輸入電壓，NS也感應了對應的比例電壓（下正上負），再加上濾波電容C7的電壓，所以整流肖特基二極管的反向耐壓必須大于兩者的和，并留有一定的余量。

4、短路過流保護

如果由于某種原因，輸出端短路而產生過流，開關管Q1的漏極電流將大幅度上升，R3兩端的電壓上升，UC3842的腳3上的電壓也上升。當該腳的電壓超過正常值0.3V達到1V時，UC3842的PWM比較器輸出高電平，使PWM鎖存器復位，關閉輸出。這時，UC3842的腳6無輸出，Q1截止，從而保護了電路。

5、結語

在開關電源的設計中，由UC3842組成的反激式開關電源是整個變換器的關鍵部分，核心部分為PWM控制單元。交流220V作為開關電源的輸入，得到PWM控制單元的直流工作電壓，另外結合其工作特性，設計了過流保護電路，保證了電源變換器的正常工作。在現代電力電子應用中越來越廣泛，在開關電源中有著良好的應用前景。

參考文獻

[1]惠恩宣.采用UC3842構成的開關電源.電子與自動化,2000,4.

篇9

【關鍵詞】波特圖;電流型開關電源;高效率;建模

Abstract：A synchronous buck type switching power supply is designed in this paper.Pulse width-period skip method is used to improve the efficiency under light load;Simulation results show that the power input voltage ranges from 2.3 to 4V;When the input voltage is 3.3V and system frequency is 2MHz，the output voltage stablilizes at 1.8V within 2% ripple;A 0.7% linear adjustment rate is measured under 1A load current by changing supply voltage from 3.3 to 4V in a short time;When the load is changed from 0.5 to 1.1A suddenly，the load adjustment rate is 0.8%;When the load is changed from 70mA-1A，the power conversion efficiency keeps from 65% to 95.2%.

Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling

1.引言

同步峰值電流型開關電源有兩個環路，電流內環完成電流采樣，電壓外環完成電壓采樣，根據采樣結果穩定輸出電壓。當占空比大于50%時，電流環容易產生次諧波振蕩，因此必須加入斜坡補償環節。在一些低功耗產品中，對開關電源的輕載效率越來越高。本文創新新性地提出了脈寬跳周期方式有效地提高了電源輕載效率。通過仿真，電源的各項指標性能比較理想，與傳統的設計方法相比，此設計方法簡單，且提高了開關電源的設計效率。給工程人員設計開關電源提供了參考依據[1]。

2.關鍵電路

本文設計關鍵電路是脈寬-跳周期切換邏輯控制模塊和環形振蕩器模塊。最后接上元件進行以下各類仿真驗證。

2.1 邏輯控制電路

驅動控制電路主要完成了PWM和PSM切換、死區控制、模式強制選擇、過零關斷續流管等功能，其電路原理如圖1所示。脈寬-跳周期模其原理如下，設定PSM切換時電流為200mA，V_PSM0表示當電感電流為200mA時的采樣電壓，VS表示任意時候的采樣電壓。COMP1是一個比較器，當VS在V_PSM0上下波動時，COMP1的輸出為一系列的高低電平。當輸出為高時，VS低于V_PSM0，表示電感平均電流小于200mA，也就是負載較輕，所以系統應工作在SKIP模式。此時，COMP1的輸出通過一個反相器后為低電平，決定了I2，I4兩個與非門的輸出為高電平，因此P_DRV和N_DRV信號都是高電平，也就關斷了主開關管，打開續流管，使電路工作在SKIP模式下。當VS的電壓大于V_PSM0時，表示輸出電流大于200mA，電路工作在重載模式，此時I2，I4的一個輸入端便為高電平，其輸出決定于D觸發器的輸出，也就決定于PWM信號，PWM是來自于由輸出電壓和電流決定的占空比變化的脈沖序列，因此電路此時在PWM模式下[3-5]。

圖1 邏輯驅動電路原理圖

圖2

2.2 環形振蕩器電路

振蕩器是絕大多數電子系統的主要組成部分，主要構成整個系統時鐘驅動部分。一般來說振蕩器主要分張弛振蕩器、環形振蕩器、LC振蕩器等。本電源系統工作頻率為2MHz，在此頻率下用環形比較器比較容易實現，而且環形比較器結構比較簡單，大大提高了設計效率[6，7]。其電路原理圖如圖2所示。

3.仿真結果

3.1 振蕩器

通過tsmc018rf工藝對電路在spectre下仿真，其瞬態結果如圖3所示。從圖中可以看到電路的頻率很接近2MHz，達到了電路設計指標。

圖3 環形振蕩器瞬態仿真結果

3.2 輸出電壓與紋波驗證

電源測試條件為：輸入電壓3.3V、輸出電壓預期值為1.8V、占空比D為0.545、負載電阻1.8歐、工作頻率2MHz、輸出電感1uH、輸出電容28nF。瞬態仿真的結果如圖4所示。上面是輸出電壓，下面是電感電流。可以看到DC-DC輸出電壓是1.8V，紋波電壓大小為0.02V，小于5%，達到了設計指標。

圖4 瞬態仿真結果

3.3 輸入電壓范圍驗證

輸入電源范圍仿真驗證，負載電流選擇1A、輸出電壓Vout=1.8V時，將電源電壓從2.3到4V內變化，監視輸出電壓變化情況。從圖5仿真波形來看，當輸入電壓在2.3到4V范圍內變化時，輸出電壓一直穩定在1.8V，說明電路達到了設計指標中的輸入電壓范圍。

3.4 負載調整率驗證

電源的負載調整率如圖6所示，當負載電流從0.5A突變到1.1A時以及再突變回0.5A的過程中，輸出電壓變化不超過0.3V，而且僅用了0.4ms就穩定在了1.8V，負載調整率為0.8%，其瞬態響應速度比較理想。

圖5 輸入電壓范圍掃描

圖6 負載調整率驗證結果

圖7 開關電源線性調整率仿真

圖8 開關電源轉換效率

3.5 線性調整率

固定負載電流為1A，將電源電壓3.3V在5us內變化至4V，經歷一段時間后在5us內又變化至3.3V，監視輸出電壓的紋波。圖7為線性調整率結果，從上往下依次是輸出電壓、輸入電壓、輸出電流?？梢钥吹?，無論是輸入電壓突然增大還是減小，輸出電壓和電流都能很快地調整到額定值，且抖動量都（下轉第106頁）（上接第103頁）很小，經測量，其線性調整率為0.7%，達到預期指標。

3.6 效率曲線

本文設計的開關電源采用了電流型同步整流的方式，同時運用了脈寬-跳周期雙模調制的方法，提高了輕載的效率，其效率曲線如圖7所示。結果表明，當負載從70mA-1A變化時電源轉換效率達到65%-95.2%。

4.結束語

全文完整地敘述了開關電源從建模到電路實現的設計流程。運用Matlab仿真工具，從電流環路增益以及控制到輸出傳遞函數波特圖這兩種角度簡單地得到了系統需要的補償斜率;提出了脈寬與跳周期相結合提高輕載效率的方法。仿真結果表明電源各項指標都比較好，為工程人員進行開關電源設計提供了參考依據。

參考文獻

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[2]王興貴，鄒應煒，劉金龍.全橋型DC/DC開關電源的建模與控制[J].電力電子技術，2007，41（7）：86-8.

[3]Su J-H，Jiann-Jong C，Dong-Shiuh W.Learning feedback controller design of switching converters via MATLAB/SIMULINK[J].Education，IEEE Transactions on.2002，45（4）：307-315.

[4]Juing-Huei S，Chien-Ming W，Jiann-Jong C，Jing-Da L，Tzu-Ling C，editors.Interactive Simulation and Verification SIMULINK Models for DC-DC Switching Converter Circuits using PWM Control ICs.Power Electronics and Drives Systems，2005 PEDS 2005 International Conference on;2005 28-01 Nov.2005.

[5]B.Ridley Ra.A New Small-Signal Model for Current-Mode Control[D]：Institute and State University;November，1990.

[6]黃雷，彭達洲.新型雙管正激式開關電源建模與設計研究[J].電源技術，2012，36（6）：69-72.

篇10

關鍵詞：開關電源 降壓輸出 升壓輸出

中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2016）10-0189-02

1 引言

隨著電子產品的進步和發展，各種電子產品逐漸進入了人們的生活，而生活中形形的電子產品免不了供電系統的支持，而本產品就是為了電子元器件的各種應用而設計完成。

2 系統應用支撐

LM3481是一款輸入電壓在2.96V～48V，輸出電壓在1.275V～300V，最大電流為20A的高性能控制器。被廣泛應用于汽車啟動―停止、筆記本電腦、機頂盒等電路中。所以此系統可以用于DC 5V供電電源。

3 系統方案

使用LM3481芯片實現在不同電壓輸入條件下的電壓穩定輸出。該LM3481器件是開關穩壓器通用的低端N-FET高性能控制器。該設備適用于拓撲結構需要一個低邊場效應管，如升壓，反激式，SEPIC等使用。LM3481裝置可在非常高開關頻率下工作，LM3481可以通過使用一個外部電阻或通過將其同步至外部時鐘被調整到100kHz至1MHz之間的任何值。其輸入電壓范圍在2.97V～48V左右，具有較寬的輸入范圍，同時其最大輸出電流為20A，可滿足大部分電子元器件的需求。

4 系統硬件設計

本作品是利用WEBENCH進行的電源設計，設計過程如下：

（1）在WEBENCH Designer 頁面輸入設計電源的供電要求、輸入電壓最小值和最大值、輸出電壓、輸出電流和環境溫度，然后點擊“開始設計”。

（2）之后WEBENCH會給出設計方案，在給出的各個設計方案中根據各個參數選擇最符合自己要求的核心芯片，其中可以利用WEBENCH工具的x型、仿真和優化工具幫助自己選擇合適的芯片，經過自己的比較分析，我所選用的芯片是LM3481。

（3）選定LM3481，點擊“開始設計”， WEBENCH會給出基于芯片LM3481的相關設計，例如：圖表、原理圖、工作數值、元件清單等等。據此進行自己的電路設計和制作。如圖1所示。

（4）已知電源的原理圖，在Altium Designer10軟件中畫出設計電路的原理圖和PCB圖，如圖2、圖3所示。

5 仿真結果分析

根據WEBENCH自身的功能，我們進行了對本設計的效率等的仿真如圖4～圖5所示。

6 實驗總結與體會

本次項目，通過WEBENCH網絡設計軟件設計了一款基于LM3481芯片的DC-DC開關電源。通過在線軟件WEBENCH的幫助，成功實現了LM3481電路圖，仿真等一系列功能。同時設計的基于LM3481的DC―DC開關電源電路設計簡單，性價比高，可靠性好，因此具有較好的應用前景。

參考文獻

[1]童詩白，華成英.模擬電子技術基礎（第四版）[M].北京：高等教育出版社，2003.

[2]王兆安，劉進軍.電力電子技術（第5版）[M].北京：機械工業出版社，2009.

[3]普利斯曼，比德斯，莫瑞.王志強 譯.開關電源設計[M].電子工業出版社，2010.

收稿日期：2016-08-12