交變電流范文
時間：2023-03-20 20:51:10
導語：如何才能寫好一篇交變電流，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。
篇1
A. 最大值仍為[Um]，而頻率大于[f]
B. 最大值仍為[Um]，而頻率小于[f]
C. 最 大值大于[Um]，而頻率仍為[f]
D. 最大值小于[Um]，而頻率仍為[f]
2. 圖2甲、乙分別表示兩種電壓的波形，其中圖甲表示電壓按正弦規律變化. 下列說法正確的是（ ）
B. 兩種電壓的有效值相等
C. 圖甲所示電壓的瞬時值表達式為[U=][311sin100πt V]
D. 圖甲所示電壓經匝數比為[10∶1]的變壓器變壓后，頻率變為原來的[110]
3. 圖3表示正弦脈沖波和方波的交變電流與時間的變化關系. 若使這兩種電流分別通過兩個完全相同的電阻，則經過1min的時間，兩電阻消耗的電功之比[W甲∶W乙]為（ ）
A. [1∶2] B. [1∶2]
C. [1∶3] D. [1∶6]
4. 我國南方遭遇特大雪災時，輸電線表面結冰嚴重，導致線斷塔倒. 某學校實驗興趣小組設計了利用輸電導線自身電阻發熱除冰的救災方案，處理后的電路原理如圖4，輸電線路終端降壓變壓器用模擬負載[R0]代替，[RL]為輸電線電阻，并將電阻[RL]放入冰雪中，在變壓器原線圈兩端加上交變電流后即出現冰雪融化的現象. 為了研究最好除冰方案，下列模擬實驗除給定操作外，其他條件不變，不考慮其可行性，你認為其中最合理的是 （ ）
A. 將調壓變壓器滑動觸頭[P]向上移動一些
B. 將調壓變壓器滑動觸頭[P]向下移動一些，同時延長通電時間
C. 通過計算，選擇適當輸出電壓，并閉合[S]將模擬負載[R0]短時短路
D. 通過計算，選擇適當輸出電壓，并將模擬負載[R0]的阻值增大一些
5. 正弦式電流經過匝數比為[n1n2=101]的變壓器與電阻[R]、交流電壓表V、交流電流表A按圖5甲方式連接，[R=]10Ω. 圖5乙是[R]兩端電壓[U]隨時間變化的圖象，[Um=102V]，則下列說法正確的是（ ）
A. 通過[R]的電流[iR]隨時間[t]變化的規律是[iR=2cos100πt A]
B. 電流表A的讀數為0.1A
C. 電流表A的讀數為[210A]
D. 電壓表的讀數為[Um=102V]
6. 如圖6，理想變壓器的原、副線圈匝數比為[1∶5]，原線圈兩端的交變電壓為[u=202sin100πt V]. 氖泡在兩端電壓達到100V時開始發光. 則（ ）
A. 開關接通后，氖泡的發光頻率為100Hz
B. 開關接通后，電壓表的示數為100V
C. 開關斷開后，電壓表的示數變大
D. 開關斷開后，變壓器的輸出功率不變
7. 圖7是霓虹燈的供電電路，電路中的變壓器可視為理想變壓器. 已知變壓器原線圈與副線圈的匝數比[n1n2=120]，加在原線圈上的電壓為[u1=]311sin100[πt]V，霓虹燈正常工作的電阻[R=]440kΩ，[I1、I2]表示原、副線圈中的電流. 下列判斷正確的是（ ）
A. 副線圈兩端電壓6220V，電流14.1mA
B. 副線圈兩端電壓4400V，電流10.0mA
C. [I1
D. [I1>I2]
8. 理想變壓器原線圈中輸入電壓[U1=]3300V，副線圈兩端電壓[U2]為220V，輸出端連有完全相同的兩個燈泡[L1]和[L2]，如圖8，繞過鐵芯的導線所接的電壓表V的示數[U=2V]. 求：
圖8
（1）原線圈[n1]的匝數；
（2）當開關[S]斷開時，電流表[A2] 的示數[I2]=5A. 則電流表[A1] 的示數[I1]為多少；
（3）當開關[S]閉合時，電流表[A`] 的示數[I1′]是多少.
9. 如圖9甲，一固定的矩形導體線圈水平放置，線圈的兩端接一只小燈泡，在線圈所在空間內存在著與線圈平面垂直的均勻分布的磁場. 已知線圈的匝數[n=]100匝，電阻[r=]1.0Ω，所圍成矩形的面積[S=]0.040m2，小燈泡的電阻[R=]9.0Ω，磁場的磁感應強度按如圖9乙的規律變化，線圈中產生的感應電動勢的瞬時值表達式為[e=nBmS2πTcos（2πTt）]，其中[Bm]為磁感應強度的最大值，[T]為磁場變化的周期. 不計燈絲電阻隨溫度的變化，求：
圖9
（1）線圈中產生的感應電動勢的最大值；
篇2
1.恒定電流的動態分析
動態分析也就是通過滑動變阻器的滑片滑動來改變電阻，或者是光敏電阻、熱敏電阻的電阻隨亮度和溫度的變化。這類題要是從改變的電阻入手，往往分析不出它自身的電流電壓的變化，所以要從不變的電阻來分析變化的電阻的電流以及電壓。
例1．如圖所示，電源電動勢為E，內阻為r，不計電壓表和電流表內阻對電路的影響，當電鍵閉合后，兩小燈泡均能發光．在將滑動變阻器的觸片逐漸向右滑動的過程中，下列說法正確的是
（）
A．小燈泡L1、L2均變暗
B．小燈泡L1變亮，小燈泡L2變暗
C．電流表A的讀數變小，電壓表V的讀數變大
D．電流表A的讀數變大，電壓表V的讀數變小
解：當滑動變阻器的滑片P向右移動時，電阻變大，總電阻也變大，由閉合電路的歐姆定律可知，回路中電流I減小，所以電流表A的讀數變小，燈泡L2變暗。因為內電阻不變，所以先分析電源內電壓U內=Ir減小，路端電壓U=E-U內增大，電壓表V的讀數變大。再分析L2電阻不變，所以UL 2=IRL 2變小，所以滑動變阻器兩端電壓U滑=U-UL 2升高，燈泡L1變亮。
故BC項正確。
2.交流電的動態分析
其實交流電的動態分析相對同等難度的直流電來說某些方面還要比較簡單一些，因為高中接觸的變壓器都是理想變壓器，不考慮自身的電能的消耗，所以相當于沒有內電阻。也是同樣的思路從不變的電阻入手。
例2．如圖，理想變壓器原線圈接正弦交流電，副線圈與理想電壓表、理想電流表、熱敏電阻Rt（阻值隨溫度的升高而減?。┘岸ㄖ惦娮鑂1組成閉合電路．則以下判斷正確的是（）
A．變壓器原線圈中交流電壓u的表達式u＝36 sin100πt（V）
B．Rt處溫度升高時，Rt消耗的功率變大
C．Rt處溫度升高時，變壓器的輸入功率變大
D．Rt處溫度升高時，電壓表和電流表的示數均變大
解：當溫度升高時，Rt電阻減小，總電阻減小，總電流增大，所以電流表的示數增大。副線圈的電壓不變，因為電阻R1電阻不變，所以R1的分壓UR 1=IR1變大，則電壓表的示數減小。這個題還涉及到輸入功率隨輸出功率的變化，以及交流電的瞬時表達式。
篇3
一、采用同步對比實驗進行演示電感和電容對交變電流的影響
對于“電感對交變電流的影響”演示實驗，筆者將原實驗優化設計成圖2所示電路，不僅操作方便而且增加了實驗對比度。器材如下：A和B為2個完全相同的小燈泡(2.5V，3.8W)，R為滑動變阻器(最大值50Ω)，S為雙刀雙擲開關，L為學生用原副線圈，用學生電源供電。實驗過程：先接直流6V擋，調節滑動變阻器R使B和A燈泡亮度相同。然后改接為交流6V擋，對比A和B燈泡的亮度，會發現A燈比B燈暗。以上現象可說明線圈L對交流電除電阻阻礙外，又產生新的阻礙電流因素感抗。
將實驗裝置中的線圈換成電容器，且將滑動變阻器接入電路的阻值放置為最小，便可用來對比演示“電容對交變電流的影響”，效果亦同樣十分明顯。使用該實驗裝置還可以進一步演示感抗與自感系數的關系、容抗與電容量的關系，具體方法和過程在這里不再贅述。
二、用信號發生器作為電源演示交流電頻率對感抗和容抗的影響
篇4
交流電轉換成直流電通過整流器實現，直流電轉變成交流電通過逆變器完成。
整流原理：半導體PN結在正向偏置時電流很大，反向偏置時電流很小。整流二極管就是利用PN結的這種單向導電特性將交流電流變為直流的一種PN結二極管。通常把電流容量在1安以下的器件稱為整流二極管，1安以上的稱為整流器。常用的半導體整流器有硅整流器和硒整流器，產品規格很多，電壓從幾十伏到幾千伏，電流從幾安到幾千安。整流器廣泛用于各種形式的整流電源中。
逆變原理：將電網的交流電壓轉變為穩定的12V直流輸出，而逆變器是將Adapter輸出的12V直流電壓轉變為高頻的高壓交流電；兩個部分同樣都采用了用得比較多的脈寬調制（PWM）技術。其核心部分都是一個PWM集成控制器，Adapter用的是UC3842，逆變器則采用TL5001芯片。
（來源：文章屋網 ）
篇5
論文關鍵詞：變頻電源,變壓整流器,變壓器設計
0引言
變頻發電系統具有簡單可靠的特點，在新一代飛機上得到了廣泛的應用，如B787，A380，C919飛機均采用了變頻發電系統。
飛機變壓整流器將主交流電源轉換成28V直流電源給直流用電設備供電。
1變壓整流器工作原理
本方案設計的12脈沖變壓整流器由一個變壓器，兩組三相整流橋等組成，其電路結構如圖1所示。它利用一個三相變壓器，其原邊繞組采用星形連接，副邊兩繞組分別采用星形和三角形聯接后分別接到兩個整流橋，兩組橋輸出端經平衡電抗器并聯，引出電抗器的中心抽頭作為直流輸出的正端，整流橋的負端直接相聯后作為輸出負端接至直流負載。
4.3仿真結論
經過仿真可知，設計的變壓整流器可滿足相關技術指標的要求，本設計方案可行。
5結論
本文以變頻交流發電系統為基礎，設計了一款變壓整流器，并進行了仿真驗證，仿真結果表明，設計的變壓整流器性能良好。驗證了設計的合理性，為對飛機變壓整流器的進一步研究奠定了基礎。
【參考文獻】
[1]嚴仰光.航空航天器供電系統[M].北京：航空工業出版社.
[2]李傳琦，盛義發.電子電力技術計算機仿真實驗[M].北京：電子工業出版社.
篇6
關鍵詞：變頻電機設計交流調速系統變頻器諧波
一、變頻器運行時對變頻電機工作的影響
在變頻電機調速控制系統中，采用電力電子變壓變頻器作為供電電源，供電系統中電壓除基波外不可避免含有高次諧波分量，對外表現為非正弦性，諧波對電機的影響主要體現在磁路中的諧波磁勢和電路中的諧波電流上，不同振幅和頻率的電流和磁通諧波將引起電動機定子銅耗、轉子銅(鋁)耗、鐵耗及附加損耗的增加，最為顯著的是轉子銅(鋁)耗。這些損耗都會使電動機效率和功率因數降低。同時，這些損耗絕大部分轉變成熱能，引起電機附加發熱，導致變頻電機溫升的增加。如將普通三相異步電動機運行于變頻器輸出的非正弦電源條件下，其溫升一般要增加10%～20%。同時這些諧波磁動勢與轉子諧波電流合成又產生恒定的諧波電磁轉矩和振動的諧波電磁轉矩，恒定諧波電磁轉矩的影響可以忽略，振動諧波電磁轉矩會使電動機發出的轉矩產生脈動，從而造成電機轉速(主要是低速時)的振蕩，甚至引起系統的不穩定。諧波電流還增加了電機峰值電流，在一定的換流能力下，諧波電流降低了逆變器的負載能力。對于變頻電機，如何在設計過程中采取合理措施避免或減小應用變頻器所帶來的影響，以求得系統最佳經濟技術效果，是本文討論的重點。
二、變頻電機設計特點
對于變頻電機，其設計必須與逆變器、機械傳動裝置相匹配共同滿足傳動系統的機械特性，如何從調速系統的總體性能指標出發，求得電機與逆變器的最佳配合，是變頻電機設計的特點。設計理論依據交流電機設計理論，供電電源的非正弦以及全調速頻域內達到滿意的綜合品質因數是變頻電機設計中需要著重注意的兩個問題，設計中參數的選取應做特別的考慮。與傳統異步電機相比，一般變頻電機設計有如下一些特點：
1.用于變頻調速的異步電動機要求其工作頻率在一定范圍內可調，所以設計電機時不能僅僅考慮某單一頻率下的運行特性，而要求電機在較寬的頻率范圍內工作時均有較好的運行性能。如目前大多調速異步電動機的工作頻率在5Hz~100Hz內可調，設計時要全面考慮。
2.變頻電機在低速時降低供電頻率，可以把最大轉矩調到起動點，獲得很好的起動特性，因而在設計變頻電機時不需要對起動性能作特別的考慮，轉子槽不必設計為深槽，從而可以重點進行其它方面的優化設計。
3.變頻電機通過調節電壓和頻率，在每一個運行點都可以有多種運行方式，對應多種不同的轉差頻率，因而總能找到最佳的轉差頻率，使電機的效率或功率因數在很寬的調速范圍內都很高。因而，變頻電機的功率因數和效率可以設計得更高，功率密度得以進一步提高?，F有數據表明：在額定工作點，逆變器供電下的異步電機效率比普通電機高2%~3%，功率因數高10%~20%。
4.變頻電機采用變頻裝置供電，輸入電流中含有較多的高次諧波，產生電機局部放電和空間電荷，增大了介質損耗發熱和電磁振動力，加速了絕緣材料的老化，所以應加強電機絕緣和提高整體機械強度，變頻電機的絕緣強度一般要達到F級以上。
5.變頻供電時產生的軸電壓和軸電流會使電機軸承失效，縮短軸承使用壽命，必須在設計上要加以考慮。對較小的軸電流，可以適當增大電機氣隙和選用專用脂；另外，增加軸承的電氣絕緣或者將電機軸通過電刷接地，可以有效解決軸承損壞問題；對過高軸電壓，應設法隔斷軸電流的回路，如采用陶瓷滾子軸承或實現軸承室絕緣。同時，在逆變器輸出端增加濾波環節，降低脈沖電壓dU/dt也是一種有效的方法。
三、電磁設計
在普通異步電動機設計基礎之上，為進一步提高變頻調速電機的性能，對變頻調速異步電動機的設計參數也要進行更加細致的考慮。滿足高性能要求時的變頻電機設計參數的變化與設計目標之間的關系。在設計參數和性能要求之間還必須折衷選擇。電磁設計時不能僅限于計算某一個工作狀態，電磁參數的選取應使每個頻率點的轉矩參數滿足額定參數要求，最大發熱因數滿足溫升限值，最高磁參數滿足材料性能要求，最高頻率點滿足轉矩倍數要求，額定點效率、功率因數滿足額定要求。由于諧波磁勢是由諧波電流產生的，為減小變頻器輸出諧波對異步電動機工作的影響，總之是限制諧波電流在一定范圍內。
四、絕緣設計
電機運行于逆變電源供電環境，其絕緣系統比正弦電壓和電流供電時承受更高的介電強度。與正弦電壓相比，變頻電機繞組線圈上的電應力有兩個不同點：一是電壓在線圈上分布不均勻，在電機定子繞組的首端幾匝上承擔了約80%過電壓幅值，繞組首匝處承受的匝間電壓超過平均匝間電壓10倍以上。這是變頻電機通常發生繞組局部絕緣擊穿，特別是繞組首匝附近的匝間絕緣擊穿的原因。二是電壓(形狀、極性、電壓幅值)在匝間絕緣上的性質有很大的差異，因此產生了過早的老化或破壞。變頻電機絕緣損壞是局部放電、介質損耗發熱、空間電荷感應、電磁激振和機械振動等多種因素共同作用的結果。變頻電機從絕緣方面看應具有以下幾個特點：(1)良好的耐沖擊電壓性能；(2)良好的耐局部放電性能；(3)良好的耐熱、
耐老化性能。
五、結構設計
在結構設計時，主要也是考慮非正弦電源特性對變頻電機的絕緣結構、振動、噪聲冷卻方式等方面的影響，一般應注意以下問題：
1.普通電機采用變頻器供電時，會使由電磁、機械、通風等因素所引起的振動和噪聲變得更加復雜。在設計時要充分考慮電動機構件及整體的剛度，盡力提高其固有頻率，以避開與各次力波產生共振現象。
2.電機冷卻方式：變頻電機一般采用強迫通風冷卻，即主電機散熱風扇采用獨立的電機驅動，使其在低速時保持足夠的散熱風量。
3.對恒功率變頻電機，當轉速超過3000r/min時，應采用耐高溫的特殊脂，以補償軸承的溫度升高。
4.變頻電機承受較大的沖擊和脈振，電機在組裝后軸承要留有一定軸向竄動量和徑向間隙，即選用較大游隙的軸承。
5.對于最大轉速較高的變頻電機，可在端環外側增加非磁性護環，以增加強度和剛度。
6.為配合變頻調速系統進行轉速閉環控制和提高控制精度，在電機內部應考慮裝設非接觸式轉速檢測器，一般選用增量型光電編碼器。
7.調速系統對傳動裝置加速度有較高要求時，電機的轉動慣量應較小，應設計成長徑比較大的結構。
六、結論
與普通異步電動機不同，變頻調速異步電動機采用變頻器供電，其運行性能與電機本體和調速系統的設計都密切相關。這一方面使變頻調速電機的設計要同時兼顧電機本體和調速系統；另一方面也使得變頻調速異步電動機的設計變得靈活，但同時也增加了高性能變頻調速系統設計的復雜程度。只有結合變頻器和一定的控制策略，從整體上進行電機的設計和優化，才能獲得最理想的運行性能。
參考文獻：
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[2]陳伯時，陳敏遜.交流調速系統(第2版).北京：機械工業出版社，2005.
篇7
關鍵詞 交流異步電機；變級制動；電磁制動；整流電路
中圖分類號：TM343 文獻標識碼：A 文章編號：1671—7597（2013）032-023-02
異步電動機的制動方法主要有兩大類，即電氣制動和機械制動。電氣制動是使電動機產生一個與原來轉子轉動方向相反的制動轉矩而迫使其迅速停止，常用的有反饋制動，反接制動、能耗制動等。機械制動是采用機械制動裝置來強迫電動機迅速停止，一般采用直流電磁制動。本文主要討論的是電磁制動。
電磁制動屬于失電制動，也被稱為安全制動，目前應用廣泛。常用的電磁制動采用不變直流電源有其弊端，現分析如下：
1）為使制動器能連續工作，設計時就要減小電流，主要是控制銜鐵和電磁鐵間的工作間隙。因為電流和工作間隙的平方成正比， 所以工作間隙選的很小， 大約為1 mm左右， 較小的工作間隙給制造、調試帶來困難， 工作間隙稍有磨損其間隙變化率就很大， 所以需要經常調整工作間隙。
2）在保持吸合狀態的工作時段，電流沒有減下來，為了避免勵磁線圈發熱，只能是多用些銅材和鋼材，既浪費材料又浪費電能，更重要的是，制動器的工作電流大，儲存了較多的電磁能，斷電后銜鐵不能快速脫開制動，制動時間幾乎不合格。
為了克服上述不足，減少電路電流，降低儲存的磁場能，使制動器斷電后能快速脫開制動， 節約電能和降低勵磁線圈溫升，本文設計了一種變級制動控制電路，使直流電磁制動器在不同的工作時段采用不同的制動電流，以滿足電機啟停頻繁、迅速制動的要求。
1 直流電磁制動機構
直流電磁制動系統，其結構如圖1所示。
在旋轉軸系上裝有制動盤，在機殼上裝有只可以軸向滑動，但不能轉動的摩擦盤和通電線圈。制動時，在線圈中通以一定的電流，電磁鐵產生足夠的電磁力，該電磁力使摩擦盤向下運動，與制動盤摩擦，產生所需的制動效果。起動運行時，回復電磁鐵先通電，電磁力使摩擦盤向上運動，摩擦盤與制動盤脫離，并使回復電磁鐵處于氣隙最小的位置。該動作完成后，軸系才可以加速旋轉?；貜碗姶盆F的運動部分與摩擦盤剛性連接。采用兩個電磁鐵后，該部分的動作實現了完全電控，避免了采用機械彈簧支撐時存在的適配問題，該制動過程由電磁線圈控制，線圈中有電流通過時，通過電磁鐵吸合機械制動機構，通過抱緊電機軸產生較大阻力矩來實現制動。
2 變級控制電路
由于制動系統開始制動時所受阻力矩較大，因此要求線圈中有較大電流通過。一段時間后，電機轉矩減小，制動機構所需的制動阻力矩也相應減小，以減少機械磨損和能量消耗，因此電路線圈中只需很小的維持，這些通過相應的控制電路來實現。
本文擬設計為橋式全波/半波可轉換整流電路，電磁制動器啟動瞬間，電路為全波整流電路，負載線圈兩端電壓較高，從而流過線圈電流較大，制動器輸出阻力矩也較大。5 s后，由延時電路控制繼電器線圈得電，從而繼電器開關動作，電路切換為半波整流電路。此時負載線圈兩端電壓為啟動瞬間的一半左右，線圈中電流與制動器輸出阻力矩也為啟動瞬間的一半左右。
2.1 整流電路
目前常用的整流電路主要分為單（三）相半波可控整流電路，單（三）相橋式全控整流電路， 單（三）相全波可控整流電路和單（三）相橋式半波整流電路。
在理想狀況下，根據功率等效的原理，經過積分計算后，全波整流得到的有效電壓值與電源電壓有效值相同，半波整流得到的有有效電壓值為電源有效電壓值的一半。
本次電機及制動系統均接入380 V單相工業電源，因此本次控制電路根據單相整流相關理論進行設計。電源波形為正弦波。
380 V單相電源經全波整流后，結合相關整流電路，電磁制動器可得到380 V左右啟動電壓；380 V單相電源經半波整流后，電磁制動器可得到全波整流一半左右制動電壓。
此在開始制動時候采用橋式全波整流，整流后波形如圖4所示。圖2中，虛線部分為全波整流后波形，實線部分為全波整流前波形。
圖2 全波整流后波形圖
5 s后，要求電路線圈中電流為開始制動時電路線圈中的一半，此時可將電路切換成橋式半波整流電路，這個過程由計時器延時實現，5 s后繼電器開關動作，電路變為橋式半波整流電路。橋式半波整流電路原理圖如圖3所示。整流后波形如圖4所示。
線圈電流為全波整流時線圈電流的一半，制動器輸出制動轉矩減小。必須注意的是，開合直流線圈時產生的過電壓也容易擊穿整流元器件和勵磁線圈。所以，電路必須按照安全要求設計附加的過電壓保護與防擊穿保護等設置，以確保電路的性能。
2.2 延時電路
本文采用CD4541B可編程計時器實現5s的計時，CD4541B由一個16階二進制計數器，一個振蕩器，它由外部R-C部分（2個電阻器和一個電容器），一個自動上電重置電路和輸出控制邏輯控制。正邊沿時鐘跳躍時計數器計數，并且計數器可以通過MASTER RESET輸入重新設置。
根據計算，選定RTC的值為21.4 kΩ，CTC的值為0.1μf，則RS的值為RS=2RTC=42.8 kΩ。此時f = 1/（2.3RTCCTC）=203 Hz，計數周期T=1/f=0.00492 s，根據頻率選擇表當A=0，B=1時，計數為1024，此時延時為0.00492s*1024=5.06 s。符合5 s的延時要求。
延時電路如圖5所示。
控制電路接通電源后，由于二極管D3的半波整流作用，晶閘管g端電壓不低于a端電壓，芯片CD4541B輸出低電平，k中無電流通過，因此晶閘管不導通，此時繼電器中線圈無電流通過，CD4541B芯片得電并開始計數，5 s后，輸出高電平，k中有電流通過，晶閘管導通，繼電器線圈中有電流通過，繼電器開關動作。電路中，D1對電路起保護作用，電路電源斷開瞬間，繼電器線圈中感應電壓很大，此時通過繼電器線圈與D1組成的回路釋放線圈中的電磁能，對整個電路起保護作用。
2.3 主控制電路
主控制電路的作用是進行橋式全波/半波整流切換，通過繼電器開關控制，根據前面提到橋式全波與半波整流電路的相關特點，主電路設計如圖6所示。
端口1與斷口2接入交流電源，CJ為繼電器常閉開關，L為制動器負載線圈。接通電源時，電路為橋式全波整流電路，制動器線圈兩端得到有效值約為380 V的直流電壓，5s后，繼電器開關CJ斷開，電路轉換為橋式半波整流電路，制動器線圈兩端得到有效值減半的直流半波電壓，相應地，其線圈中電流減半。
圖6 控制電路主電路
電路中，R與RV為壓敏電阻，壓敏電阻是一種新型的過電壓保護元件，又稱VYJ浪涌吸收器，其系列型號為MY31。它是由氧化鋅、氧化鉛等燒結制成的非線性電阻元件，具有正反向相同的很陡的伏安特性。正常工作時漏電流極?。é藺級），故損耗小，遇到浪涌電壓時反應很快，可通過數千安培的放電電流IY。因此抑制過電壓的能力極強。在本電路中利用壓敏電阻這種特性對電路起保護作用，防止制動器線圈在得電或失電瞬間產生很大過電壓損壞電路。
2.4 控制電路全圖
完整的控制電路如圖7所示，根據設計的制動控制電路，制動器的工作過程如下：電路接通電源后，由于芯片CD4541B輸出低電平，可控硅晶閘管管腳k中無電流通過，晶閘管不通，繼電器線圈中無電流通過，繼電器開關不動作，保持閉合狀態。主電路為橋式全波整流電路，而此時延時電路開始計數，5 s后，芯片CD4541B輸出高電平，可控硅晶閘管管腳k中有電流通過，晶閘管導通，繼電器線圈得電，從而繼電器開關動作，主電路轉換為橋式半波整流電路。此時制動器線圈兩端電壓為制動器啟動電壓的一半，繼電器線圈電流及輸出阻力矩均減半。
3 總結
本文結合實際生產中的要求設計了一種異步電機變級制動控制電路，通過相應的整流電路來實現制動過程的控制，啟動瞬間制動電壓接近380 V，一段時間（5 s）后，制動電壓降為原來一半左右，此時線圈中電流約為啟動時線圈電流的一半。5 s延時通過相應的延時電路來實現。電路并無復雜的反饋環節，滿足電機啟停頻繁、迅速制動的要求。
參考文獻
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篇8
關鍵詞：無速度傳感器控制；轉矩響應；直接轉矩控制；矢量控制
前言
在市場容量逐漸提升的過程中，國際范圍中各種產品的競爭越來越激烈。在產品技術競爭的過程中，直接轉矩控制成為了競爭的熱點。在全面展示和挖掘DTC控制前提下，被廣泛宣傳的DTC技術特點就是其轉矩響應速度高于VC，速度在1到3ms之間，所以能夠實現無速度傳感器的調速控制，在速度為零時，達到滿負荷輸出的狀態。
1 對轉矩響應的分析
通過使用DTC直接轉矩控制下的交流調速系統，相應的轉矩響應速度要明顯高于矢量控制。直接轉矩控制系統中，相應的轉矩階躍響應大概在1ms左右。矢量控制系統中，相應的轉矩階躍響應在6到7ms之間。對于DTC的轉矩響應為什么比矢量控制更快，一般硭擔對于DTC這種控制系統，實際的定子轉矩都是由相應的電機電壓以及實際電流來進行計算的，為了達到相應變頻器PWM控制的要求，使用了砰-砰控制的模式，在這種系統中，并沒有包含相應的電流控制環路，因此相關人員對于控制系統的關注，不能放在電壓上，而需要放在電流方面，把實際的交流電流依據磁場的相應坐標軸，劃分成轉矩分量以及相應的磁場分量，給予針對性的控制。要把關注點放到控制電流上，對于交流電機，如果想要加快轉矩響應，如果不改變磁鏈就需要，加快電流的變化，這就需要電壓產生快速的變化。對于矢量控制系統來世，有電流調節器來控制輸出電壓，所以對于電流的調節會產生一定的滯后。但是，當前的適量控制系統中，可以通過調節和控制電流以及前饋電壓來產生輸出電壓，通過前饋電壓控制可以提升動態響應速度，而且可以通過精確計算模型來控制電壓輸出，不會產生過沖現象，而且電流處于受控范圍中。DTC因為缺乏電流控制環路，所以電壓能夠產生過沖現象，所以電機的加速電流比較高，自然而然就能獲得較快的轉矩響應以及電流響應。
DTC變頻器實際上具有極強的轉矩響應，這是無可爭議的。我國著名的清華大學對電機的實際實驗報告結果也肯定的證實了相應的結論。如果真的對于轉矩響應的要求非常之高，比如交流伺服傳動的情況或者機車牽引的情況，就可以應用DTC技術。如果相應的場合對于轉矩響應只有比較低的要求，尤其是具有齒輪連接的傳動情況，如果轉矩響應太快，不僅無法帶來好處，還會產生負面效果。
2 變頻器的穩態特征分析
DTC變頻器使用的是砰-砰控制，所以能夠獲得良好的轉矩響應，但是因為這種變頻器的開關頻率并不確定，所以會產生隨機的變化，通過分析可以得出DTC變頻器的幾個主要問題：第一，如果電子電力元器件情況相同，變頻器只有略小的輸出容量。第二，變頻器的效率相對較低。第三，變頻器的輸出電壓相對較低。第四，變頻器的電流諧波以及電壓較大。第五，客觀的分析，DTC的變頻器相比于矢量控制有著較大的區別，也就是難以在已經確定了開關頻率的前提下，應用消除諧波的PWM控制。
所以客觀地說，和VC這種形式相比較，DTC控制變頻器的實際穩態指標十分的差，因此，如果相應的通用變頻器對于良好的動態性能指標沒有一定的要求，簡單舉幾個例子：風機的節能傳動情況、水泵的節能傳動情況以及工業上的機械傳動情況，對于這些實際情況來講，實際的效率、容量利用率以及實際的變頻器諧波都是極為重要的。VC這種模式應用意義比較高，優勢十分明顯。
對于那些大中型的傳動設備，如果相關人員選用了IGCT元件的高壓三電平變頻器，那么必然的需要關注變頻器的實際效率以及具體容量指標。本文在表1中，就列出了使用VC或者DTC這兩種控制模式的實際IGCT高壓三電平變頻器技術的真實數據。
3 無速度傳感器的控制
在個別的產品銷售宣傳中，宣稱DTC技術的特點是，無速度傳感器控制DTC變頻器，在零速狀態達到滿負荷輸出，這種說法是不正確的。VC和DTC采用相同的交流電機設計模型，但是DTC并沒有無速度傳感器控制得相關專利技術內容。對于無速度傳感器控制來說，屬于VC控制以及DTC控制中的相同研究題目內容。比如，魯爾大學的相關教授就曾在我國講學中強調，DTC變頻器并不具備較好的低速控制性能，所以為了改進這種變頻器的低速性能，需要使用ISR這種間接的控制方式，這種控制方法的原理是使用電流和電壓依靠電機模型來得出了轉子磁鏈，并且使用轉子磁鏈控制實現對于DTC低速性能的補償。對于控制系統來說，在低速時使用ISR，速度提升之后才進入到DTC狀態，所以說，是利用VC來實現DTC的低速控制的。
對于無速度傳感器來說，屬于交流電機調速控制研究中的重要內容，也屬于我國相關學術界以及變頻器生產制造中的熱點研究內容。我國各個高校投入了許多的研究精力，并且發表了較多的論文，但是我國對于無速度傳感器的實踐應用和國外發達國家的水平相差較大。我國的許多變頻器的水平都是在V/F控制階段，但是國外發達國家已經把無速度傳感器控制做成了量產的產品。日本電器學會在2000年曾經調查了各個大型的電氣企業的通用變頻器所使用的無速度傳感器。相關的無速度傳感器控制系統主要分成四種形式：第一，角速度計算方式。第二，MRAS模型參考自適應法。第三，感應電勢計算法。
4 結束語
綜上所述，在討論VC技術以及DTC技術的過程中，需要充分排除市場競爭中的商業因素，并且認清相關技術的真實面目，加強對于VC以及DTC的實踐和理論探究，在對比VC以及DTC技術的缺點和優點過程中，不僅需要明確適用的場合，還需要明確VC技術以及DTC技術探索中的問題，努力發展我國自主研發的交流電機調速控制技術，為后續的交流調速技術的實際工程應用奠定基礎；這更為工礦企業特別是發電廠優化變頻器選型改造提供了有益借鑒。
參考文獻
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篇9
關鍵詞：兩相交流電機；變頻控制；改進
隨著高性能變頻調速技術在感應電機中應用的越來越廣泛，使得感應電機的調速性能有了很大的提高，高性能調速技術因此在兩相電機中的進步也越來越快。兩相交流電機即將單相電機的運行繞組、起動繞組改為對稱的兩繞組和同時參與運行。相對于單相電機，兩相交流電機的轉矩效率、能量密度方面都有了較大提高，調速性能也較好。傳統的單相電機，由于運行電容的影響，在非額定情況下，其調速性能受到很大的影響，所以去除電容，將單相異步電機變為兩相異步電機，并使它與電力電子技術相結合，進行變頻調速技術的研究是當今的主流。本文從兩相交流電機的特點與矢量控制入手，對兩相交流電機在SVPWM的實現方法作了介紹與討論，研究了兩相交流電機的控制策略，討論了兩相交流電機的發展趨勢與發展方向。
一、兩相交流電機的特點
兩相交流電機的副繞組上去掉了電容或電抗器，使得電機的兩相繞組對稱并且同時參與起動和運行工作。在運用矢量控制時，由于兩相繞組對稱，能夠使電機產生圓形旋轉磁場。單相電機的副繞組上帶有分相電容，在等效電機模型中仍然帶有分相電容，而分相電容的參數與電機的轉速密切相關，因此在調速時單相電機的運行性能會受到很大的影響。單相電機的副繞組只參與起動而不參與運行工作。單相電機的兩相繞組阻數不同，因此等效后的單相電機都有不對稱性，所以電機產生的磁場為橢圓形。在運用矢量控制時，兩相電機與單相電機相比減少了對稱變換這一步驟，實現起來更方便。
當前國內外單相異步電動機變頻調速技術的研究，是將單相電機看作兩相電機模型來進行研究。在兩相電機的模型中，單相電機的主繞組和副繞組的工作方式與原來有較大的區別：副繞組不僅僅承擔電機起動作用，而將參與到電機的整個運行過程中；副繞組不再需要串電抗器或者電容器，而是采用變頻器給兩相電機的兩個繞組分別供電，獲得較小的起動電流、較大的起動轉矩和較好的運行性能，電機工作在變頻調速狀態下。從國內外研究的現狀來看，變頻調速技術是兩相電機調速控制的主要發展方向。
二、兩相交流電機矢量控制
交流電機是一個多變量、強耦合、非線性的龐大系統。矢量控制主要是以轉子磁場定向控制的成功運用使得交流異步電機變頻調速性能發揮出來，甚至超過直流電機的調速性能。使交流異步電機變頻調速在電機的調速領域里占有越來越重要的地位。兩相交流電機矢量控制原理為：將兩相交流電機的兩相定子交流電，經坐標變換后，分解為勵磁電流分量和轉矩電流分量，通過對兩者的直接控制，求得類似與直流電機的控制量再經坐標反變換，求得交流電機控制量，通過設定控制量實現兩相交流電機的變頻調速控制。
矢量控制可分為轉子磁場定向矢量控制、定子磁場定向矢量控制和氣隙磁場定向矢量控制三種類型，其中定子磁場定向矢量控制與氣隙磁場定向矢量控制不能實現磁場與轉矩電流之間的解耦，無法實現良好的轉矩控制，因此系統選用以轉子磁場定向的矢量控制。矢量控制要以以下三點為原則：一是忽略兩相交流電機的磁路飽和，可以認為各相繞組的互感與自感都為線性。二是忽略鐵心的損耗。三是不考慮溫度和頻率的變化對兩相交流電機相關參數的影響。
三、兩相交流電機的空間矢量脈寬調制（SVPWM）控制策略的實現
空間矢量脈寬調制（SVPWM）技術是從電機的角度出發，其目的在于使電機產生圓形旋轉磁場]，是根據逆變器空間電壓矢量的變換來控制逆變器的一種控制方法。最早是由日本學者提出的，目前已成功運用于三相交流電機的控制當中。是通過正弦電源供電使得交流電機產生理想的圓形磁鏈為目的。根據要求決定逆變器中開關管的開關狀態，為使電機的實際的磁鏈能盡可能逼近理想的圓形軌跡，進而產生PWM波形。SVPWM的特點是直流電壓利用率高，并且開關次數少，減少了開關損耗，進而減小了驅動電機的電流電壓的諧波信號，便于實現數字化控制。在電壓矢量合成時，給定電壓矢量是由其所在扇區的兩個相鄰基本電壓矢量合成，因此要計算作用在這兩個基本電壓上的時間。在確定基本電壓作用時間后，需要合理安排基本電壓空間矢量的作用順序。其順序的安排一般需要遵循盡可能減少開關管的關次數和相鄰電壓矢量的切換只能有一個橋臂的開關管動作兩個原則。
四、磁場定向與解耦
在兩相交流電機的矢量控制中Park變換與Park反變換是必不可少的。Park變換的定義是在dq坐標系下使d軸與轉子磁鏈重合，讓q軸超前d軸90度的電角度，并且使坐標系在空間以同步角速度旋轉。這種坐標變換實現了將兩相靜止坐標系向兩相旋轉坐標系的轉換。定子電流的勵磁分量用于產生轉子磁鏈與轉矩分量無關。定子電流的勵磁分量與轉矩分量是解耦的。當轉子磁鏈保持不變時，輸出轉矩與轉矩分量成比例，因此可以分別控制勵磁分量和轉矩分量，實現單獨控制電機的轉矩和磁鏈。
五、兩相交流電機的變頻控制的發展趨勢
到目前為止，電機的變頻調速技術研究主要集中在三相交流電機上，對于單相電機變頻調速技術的研究較少，尤其是對兩相交流電機的研究。目前對單相電機變頻調速的研究，是將單相電機去掉副繞組上的電容器而看作兩相電機，副繞組不但參與啟動工作而且參與運行工作，電機采用變頻器供電，使得電機的起動電流小，起動轉矩大。從國外來看，兩相電機變頻調速技術的研究是從上世紀90年代開始的，其研究內容主要包括兩相電機逆變器的結構、逆變器的控制策略，以及電機的控制方法等方面。近幾年來，關于兩相電機變頻調速技術的文章發表明顯增加，其中研究矢量控制用于單相異步電機，研究了無速度傳感器的單相異步電機矢量控制方面較多。兩相交流電機變頻調速技術研究在國內開始的時間晚，研究的也較少。從總體來看，兩相交流電機變頻調速技術的發展遠遠比不上三相電機的變頻調速技術，對兩相電機變頻調速技術的研究目前還基本處于理論研究和實驗開發階段。
兩相交流電機的變頻控制有很多地方還需要進一步研究。一是仿真方面的完善：兩相交流電機的變頻控制系統往往只搭建了基于SVPWM控制兩相交流電機變頻調速系統，對于系統內部的具體模塊沒有做更好的處理。比如說為了使仿真系統更接近實際系統可以增設IGBT的死區時間。增加對兩相交流電機的參數辨識可以大大提高系統控制精度。二是硬件方面的完善：系統可以增加溫度保護電路，以免在運行時溫度過高影響系統的可靠性。增加能耗制動，可以避免在停機時因電流過大而燒壞元器件。三是軟件方面的完善：可以增加更多控制電機程序和按鈕，比如加速程序及按鈕，減少程序及按鈕。另外，由于兩相交流電機一般用于小功率、低成本的場合，研究無速度傳感器的電機控制技術，可以大幅度降低系統的成本，提高兩相電機調速系統在應用中的競爭力。
參考文獻
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篇10
南通市2013屆高三第一次調研中，有一道含二極管的交流電路的選擇題，在答案公布后，教師間出現爭議或疑惑.筆者對此加以歸納、分析，與同行交流.
題目如圖1所示的電路中，理想變壓器原、副線圈的匝數比n1n2=225，原線圈接u1=2202sin100πt (V)的交變電流，電阻R1=R2=25 Ω，D為理想二極管，則
A.電阻R1兩端的電壓為50 V
B.二極管的反向耐壓值應大于502 V
C.原線圈的輸入功率為200 W
D.通過副線圈的電流為3 A
在答案公布后，D選項出現了爭議，有人認為D是錯誤的，典型解答有如下兩種：
【第一種解答】根據理想變壓器原、副線圈的電壓比等于其匝數之比，即U1U2=n1n2，可得副線圈兩端電壓的有效值U2=50 V，所以通過R1的電流為2 A，交變電流通過二極管后，由于二極管的單向導電性，使得通過R2的交變電流變為如圖2所示的圖象.再根據交變電流有效值的定義可計算R2兩端電壓的有效值，
502R2×T2=U2RT,
所以U=252 V，從而得到IR2=2 A.
故可得通過副線圈的電流為
I2=IR1+IR2=(2+2) A.
【第二種解答】分時段計算：一個周期分兩時間段，假設前半個周期二極管導通，后半個周期二極管截止.
前半個周期，R1、R2并聯，總電流即通過副線圈的電流有效值為I1=4 A；后半個周期二極管截止，電路只有R1有電流，所以通過副線圈的電流有效值為I2=2 A.所以通過副線圈的交變電流如圖3所示.
根據有效值的計算方法有：
I21RT2+I22RT2=I2RT,
得到I=10 A.
分析交變電流的有效值是根據電流的熱效應來規定的.讓交流和直流通過相同阻值的電阻，如果它們在相同的時間內產生的熱量相等，就把這一直流的數值叫做這一交流的有效值.第一種解答根據功率計算通過R2的電流，且通過R2的電流2 A是對的，但認為通過R2的電流加上通過R1的電流就是通過副線圈的電流就錯了.要計算通過副線圈的電流，要把二極管和電阻R2看成一個整體，電路結構不同了，有效值也就不一樣了.第二種解答中，前、后半周期兩種電路的結構不同了，不能用這樣的方法解答了.所以上述兩種結果是錯的.出現這種錯誤解答的原因是沒有對交變電流的有效值真正理解，即沒有掌握物理本質，而是停留在套用公式、掌握題型的層次，這一現象必須引起我們物理教師在教學過程中的高度重視.其實D是正確的.
正確的解法：
方法一從總功率出發.
因為U2=50 V，所以R1的功率
PR1=U22/R1=100 W.
而R2的交變電流變為如圖2所示的圖象，所以R2只有一半時間在工作，所以R2的功率
PR2=50 W,
因此變壓器的輸出功率
P2=PR1+PR2=150 W.
再根據P2=U2I2，可得I2=3 A.
方法二我們也可以這樣理解，電阻R2兩端的電壓有效值為25 V，通過R2的電流2 A.若把二極管和電阻R2看成一個整體，而此時它們兩端的電壓的有效值為50 V，所以整體電流有效值為
I′=50 W50 V=1 A,
即有副線圈的電流為I2=2 A+1 A=3 A.
拓展練習如圖4所示的電路中，D為二極管(正向電阻為零，反向電阻為無窮大)，R1=R2=4 Ω，R3=6 Ω，當在AB間加上如圖5所示的交變電壓時，求1 s內電阻R2、R3所消耗的電能分別是多少？
提示：由于二極管的單向導電性，將會使R2上的電流為半波電流，故R2上電流的有效值為0.25 A，所以1 s內R2所消耗的電能為0.25 J.