電容式范文

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關鍵詞：電容式；套管；檢測

Abstract:Operational experience has shown that, some capacitive bushing is the weak link of the insulation of large transformer. Especially damp inlet casing due to internal discharge flashover, explosion, cause an accident caused a higher rate. In view of this situation, the capacitive bushing in operation how to correctly find the damp is worthy of attention. In general, the positive wiring method, often appear small TGδ value, such as the basis of judgment, will bring serious consequences. This article from the view of operation of several detection methods are analyzed and the corresponding countermeasures.

Key words: capacitive bushing; detection;

中圖分類號：TM53文獻標識碼：A 文章編號：

1電容式套管受潮進水的原因和對被測試介質回路的影響

雖然密封式電容式套管儲油器因其良好的密封性能已被廣泛應用，但由于制造工藝或運行維護方面的原因，其防潮效果不可能百分之百滿足設計要求。由于尤文的變化，套管儲油器內的油體積也會隨之而變化。當其體積縮小時，會在·套管內部形成負壓。這種負壓對于密封處某個局部微小縫隙來說，將形成向內的吸力。根據絕緣油的膨脹系數（0.000672～0.00072）來推算，50～60公斤的絕緣油在溫度降低10℃的情況下，油體積將縮小350～400毫升。這樣在其密封條件被消弱后就可能吸進潮氣或雨水。在潮氣的進入情況下，套管儲油器內的的真空也隨之被破壞。當達到一定條件，潮氣可能會凝結為水，而水因為比油的比重大，所以很快沉向套管底部。通過現場對未安裝的套管從下部放油檢查，發現有些套管存在積水現象，其積水量約等于形成負壓時的計算體積。在這種受潮性質下的介質將會出現如下情況：

1.1以電容芯子為主的主電容無實質性的變化。由于水滴很快沉積到套管底部，所以只是短暫的表面性作用于瓷套內部表面、小套管引線、小套管內壁、電容芯子表面，而不是作為懸浮液的水微?；鞈以谟椭校虼瞬粫斐筛鲗与娙輼O板中的介電常數發生變化。這種受潮類型叫做套管內表受潮。

1.2聚積在下部的水一般不可能使電容層短路。由圖1可看出：

圖1電容式套管內部剖圖

電容芯子中的電纜紙一般超出鋁箔35～40毫米，且電容芯子最末端離下瓷套也保留有30毫米左右的距離，所以水若要積聚到62～70毫米深度是不可能的。

1.3套管在試驗電壓下所反映的受潮情況：在試驗電壓的作用下，各級電容的對地電位使得套管的受潮以對地泄漏的形式表現出來。圖2是電容芯子、小套管、法蘭的相對位置圖。

圖2電容式套管結構圖

正接線法測量tgδ值時，電橋的Cx接末屏小套管引出樁頭，CN和高壓接導電桿。作出這種情況下的等值電路圖如圖3所示：

圖3正接線法測量電容式套管tgδ值等值電路圖

說明：C1～C26為26個電容屏各屏電容（此處以110KV為例，為26個電容屏，下同）；

R1～R26為各屏有功損耗等值電阻；

RL1～RL26為各屏對地泄漏等值電阻；

RXC為小套管引線或小套管瓷套內壁受潮后的對地泄漏等值電阻；

RC為套管內壁受潮后的對地泄漏等值電阻。

如以RL表示套管內表受潮后的總等值電阻，則電橋的Cx測量臂中的套管等值電路如圖4. Cx、RX、Cx´、RX´表示26層電容屏在測量臂中的集中參數。為了定性地討論問題，RL旁路選擇在26屏當中。

圖4 Cx測量臂中的套管等值電路

2 正接線法測量內表受潮套管tgδ值的誤差原因：

眾所周知，對于絕緣狀況良好的套管，RL∞，IRL0.圖4中等值電路可由圖5（a）的簡化等值電路圖表示，圖5（b）為其向量圖。

圖5向量圖

Cx、RX代表電容套管的介質參數。由圖5有： ix=iC+iR；tgδ=iR/ iC=1/ωCxRX

套管內表受潮后，由于RL的旁路作用，ix′< ix，對于圖4中的a節點來說，電橋不平衡時有：ix′= iR3+ ig 調整R3、C4使電橋平衡，此時ig=0，則有：

ix′= iR1= iC+iR′

由于 iR′iRL iR-iRL

故有ix′= iC+（iR-iRL）

tgδ=（iR-iRL）/ iC

由于受潮的內類型對以電容芯子為主的主電容無實質性影響，所以IC基本不變。而由于IRL的存在，恒使有功電流減小。所以正接線法測量這類受潮套管介損時，tgδ值總是呈偏小的趨勢。另外，當IRL= IR時，tgδ=0；IRL> IR時，tgδ為負值。上述情況見向量圖6

圖6向量圖

3.結語：

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關鍵詞 電容式套管；介質損耗；末屏小套管；數據異常

中圖分類號：TM216 文獻標識碼：A 文章編號：1671-7597（2013）23-0031-01

大唐蘭州西固熱電有限責任公司二廠110 kV系統所屬穿墻套管均為油紙絕緣的電容式套管。但近幾年先后發現，個別套管的介質損耗值呈現逐年上升趨勢，或者介質損耗值超標現象，但從化學方面的色譜分析結果來看，各項檢測指標未見異?，F象。在排除了由于外界因素影響套管的介質損耗值超標的因素后，根據油紙電容式套管的特殊結構分析，造成電容式套管介損超標的原因主要是內部放電缺陷所致，其內部放電缺陷的原因主要有兩個：

1）由于制造工藝不良，繞制不緊，使電容芯子存在氣隙，這些氣隙在高電場作用下，發生局部放電，引起油的分解和絕緣化。

2）電容套管的末屏接地引線斷裂，造成電容屏的電位懸浮，以及測量小套管的引線斷裂而在油中引起放電。

1 電容套管介質損耗數據分析與末屏檢查

08年5月15日11002的B相穿墻套管介損檢測結果如表1。從表1套管的介質損耗檢測數據中看到，電容值的變化與06年相比為+0.87%，與07年相比為+5.5%。在《電力設備預防性試驗規程》（DL/T596-1996）中規定電容型套管的電容值與出廠或上一次的試驗值的差別超過±5%時，應查明原因。對該套管再次進行了正接線介質損耗測量，測量結果與交接使得測試數據相比基本吻合，電容套管的絕緣油色譜、簡化分析各項指標均合格。因此，我們進一步將反接線測量數據與歷年因RTV涂料失效引起的介損超標檢測結果（電容值和介損值均變化顯著）對比、分析，變電專業技術人員配合對11002的B相穿墻套管本體進行了仔細檢查，發現由于套管末屏接地點銹蝕，接地不良，運行電壓下或試驗時，末屏由電離可能發展為局部放電而導致電容套管主絕緣的介質損耗損耗tgδ值增大。經處理電容套管末屏接地點，保證了電容式套管末屏接地的完好性。經試驗，介質損耗試驗結果合格。

08年5月17日11002的B相穿墻套管末屏小套管銹蝕處理后，經試驗人員檢測，介質損耗試驗結果合格，如表2。

表2 11002的B相穿墻套管末屏處理后介質損耗測量數據

電容值（Pf） 介損值（%） 備注 試驗接線

450.8 0.56 06年測量結果 反接線

453.86 0.47 08年末屏小套管銹蝕處理后介質損耗試驗結果合格

2 經驗及總結

在11002的B相穿墻套管因末屏小套管銹蝕而引起的介質損耗測量數據異常的經驗基礎上，我們又先后于08年7月17日處理了1122的B相套管、08年8月6日處理了1109的C相套管末屏接地點銹蝕，試驗數據分別見表3、表4。經分析及現場實際檢查，發現二廠110 kV電容套管處在無防水檐遮擋的位置，末屏小套管接地點的接觸面受環境影響出現氧化現象，致使末屏小套管接地點銹蝕 ，造成末屏接地不良。電容式套管末屏如接地不良，當進行介損試驗時，末屏對地放電會導致tgδ值增大。如套管長期運行造成電容末屏的電位懸浮，末屏對地放電，最終引起套管爆炸，影響電網的安全運行。

表3 1122的B相穿墻套管介質損耗檢測數據

電容值（Pf） 介損值（%） 備注 試驗接線

348.8 2.53 介損結果嚴重超標 反接線

335.73 0.407 末屏接地點處理后，

介損檢測結果合格

表4 1109的C相穿墻套管介質損耗試驗數據

電容值（Pf） 介損值（%） 備注 反接線

468.3 0.863 介損結果接近1%的標準

455.73 0.407 末屏接地點處理后，

介損檢測結果合格

通過在電容套管介質損耗試驗中，因末屏小套管銹蝕引起的介質損耗測試數據異常分析，我們應當認識到，在進行電氣設備絕緣狀況分析時，應結合歷年試驗數據、電氣設備絕緣油色譜分析數據及現場實際情況進行綜合分析、判斷，以便對電氣設備的健康狀況達到準確的判斷，及時發現設備的隱形缺陷，保證電網的安全運行。

參考文獻

[1]陳天翔，王寅忠.電氣試驗方法[M].北京：中國電力出版社，2005.

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關鍵詞：電容式傳感器；非線性誤差；位移

引言

電容傳感器是將被測量的變化轉換成電容量變化的傳感器，具有結構簡單，動態響應好，靈敏度高，能測量微小變化等優點。廣泛應用于位移、速度、加速度等機械量精密測量。在實現運料車輛尋軌運行至指定位置，進行貨料稱重并完成卸載儲存的智能化倉儲管理系統中，利用電容式位移傳感器實現位移檢測，保障小車能夠準確停靠，其調理電路的設計至關重要，本文對此進行了研究。

1智能倉儲管理系統原理

智能化倉儲管理系統采用單片機控制，結合應變片傳感器、電容傳感器、A/D轉換模塊、H橋PWM輸出模塊、放大電路等，構成運料小車，其原理框圖如圖1所示。圖1中，應變片傳感器完成稱重功能，電容傳感器檢測位移，確定小車?？课恢谩?/p>

2電容傳感器信號調理電路設計

在本電容傳感器信號調理電路設計中采用差動式電容傳感器，調理電路設計中采用二極管不平衡環形電路，差動輸出的電容量在調理電路中分別是Cx1和Cx2，其調理電路如圖2所示。電容式傳感器調理電路由與非門組成的多諧振蕩器、LM324構成的放大電路以及二極管不平衡環形電路構成。圖2中，U1A和U1B兩個與非門之間經電容C1和C2耦合形成正反饋回路。合理選擇反饋電阻R2和R3，可使U1A和U1B工作在電壓傳輸特性的轉折區，這時，兩個反相器都工作在放大區。由于電路完全對稱，電容器的充放電時間常數相同，可產生對稱的方波。改變R和C的值，可以改變輸出振蕩頻率。方波經過LM324運放放大后，送給二極管不平衡環形電路。二極管不平衡環形電路中的Cx1和Cx2為電容傳感器的兩個差動輸出的電容量，位移變化時，電容量發生變化。電容量的變化使得輸出端電壓含有直流分量，直流分量經過低通濾波后在輸出端得到不同極性的直流電壓。在系統中該直流電壓大小對應位移的變化，從而實現位移的檢測。二極管不平衡環形電路的設計如圖3所示。圖3中，Cx1和Cx2為差動式電容傳感器的兩個電容量，D4~D7為特性相同的4個二極管。與非門組成的多諧振蕩器輸出的方波經過放大后再經C4，L1隔離直流和低頻干擾信號，在MO端的電壓uMO為正、負半周對稱的方波。在uMO正半周時，一路經D4對Cx1充電，另一路經D5對Cx2充電。在uMO負半周時，一路經D6對Cx2充電，另一路經D7對Cx1充電。若初始狀態下Cx1=Cx2時，C5兩端的電壓uC5是對稱的方波，因此uNO（uNO=uMO-uC5）也是對稱的矩形波，沒有直流分量。當Cx1≠Cx2時，C5兩端的uC5為正負半周不對稱的波形，使得uNO存在直流分量，直流分量經過L2和C6低通濾波后，在輸出端得到不同極性的直流電壓Uo。

3電容式傳感器測位移實驗

搭建電容式位移傳感器調理電路的測試平臺，隨著位移的變化電容傳感器電容量發生變化，從而調理電路輸出電壓UO發生變化，經過多次實驗得到位移—輸出電壓的幾組數據，如表1所示；對得到的數據計算平均值，結果如表2所示。采用端點直線法，以傳感器校準曲線兩端點間的連線作為擬合直線，兩端誤差為零，中間大。取端點（x1，y1）=（0.2，65）和（x6，y6）=（1.2，613）.

4結論

針對電容式位移傳感器設計的調理電路進行試驗平臺搭建和數據分析，采用端點直線法進行擬合計算出非線性誤差僅為±0.27%，非線性誤差很小，設計的調理電路在實際應用中有很大的實用價值，能夠準確的測量微小變化的位移。

參考文獻：

[1]孫立寧，晏祖根.電容式微位移傳感器設計及其應用研究[J].傳感器技術，2005，24（10）：13-15.

[2]海靜，盧文科.基于最小二乘法的差動變面積式電容傳感器非線性擬合[J].儀表技術，2014（2）：11-13.

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[4]朱凌俊，王盛，任亞琳，等.基于電容傳感器的孔徑測量裝置[J].機械，2015（10）：34-39.

[5]宋美杰.基于電容傳感器的薄膜厚度測量系統設計[J].教育教學論壇，2016（19）：173-174

[6]張德福，葛川，李顯凌，等.電容傳感器線性度標定平臺[J].光學精密工程，2016（1）：143-151.

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一、陀螺接口電路工作原理

（一）陀螺驅動電路的工作原理

本文所討論的陀螺采用電磁驅動，其原理是在陀螺周圍設置一條由一塊具有很強磁性的永久磁鐵構成的磁路，這一磁路在垂直于陀螺驅動振動方向產生一個穩定的靜磁場，在驅動質量塊振動的一個小的區域，這一磁場可以認為是均勻的。在驅動質量塊上采用蒸鋁的辦法制作一條驅動導線，那么當在驅動導線上加一個驅動電流時，驅動導線將會受到洛倫茲力的作用。由于驅動導線是采用蒸鋁的方法在驅動質量塊上制作的，所以驅動導線和驅動質量塊是一體的。下圖為驅動電路工作原理圖

（二）陀螺檢測電路的工作原理

本文所討論的陀螺的檢測方式為電容檢測。電容檢測方法有很多種，比如開關電容檢測法、充放電流法、電容頻率轉換方法、電容相位檢測方法、D-S法、A-D轉換法、PWM法等等；由于陀螺檢測電容的一些特殊性質，首先需要測量的是簡諧變化電容的幅度，并且這個幅度很小，電容變化的幅度大約是靜態電容的幾千分之一，靜態時檢測電容的大小大約為5 pF，需要檢測的電容幅度大約為10aF，這么微小的電容變化用以上的方法很難實現；而且，由于陀螺驅動信號對檢測電極的耦合，耦合的信號與檢測電容變化的頻率相同，兩個信號難以區分。所以，在檢測電容的電路中采用了載波調制方法測量電容，把電容的變化轉化成高頻信號的幅度變化；這種方法可以去除陀螺驅動信號對檢測電極耦合的低頻信號，而且通過對高頻信號的同步檢波可以檢測微小電容變化。我們在檢測電容極板上加了1MHz的載波對信號進行幅度調制，在用積分器檢出信號并經過放大和濾波以后，采用同步解調的方法對1MHz的載波進行卸載。由于角速度信號經過了驅動速度的調制，所以在卸載了1MHz載波以后，還需要再經過一次同步解調才能得到角速度信號。另外，為了提高陀螺的工作帶寬和線性度，檢測電路采用力平衡方式，這就需要將卸載了1MHz載波以后的信號經過移相以后反饋到電容極板上。

二、關鍵器件選用

在陀螺接口電路中，需要用到一些關鍵器件，這些器件的正確使用對提高接口電路的性能至關重要，下面介紹幾個主要的器件。

（一）波形發生器

在驅動電路中，需要發生一個與驅動模態的固有頻率（2kHz）相同的信號來驅動質量塊；在檢測電路中，需要發生一個1MHz的載波信號。這就需要用到波形發生電路。單片集成的波形發生電路有ICL8038、MAX038等，其中MAX038具有比較優越的性能，因此我們選用了這一器件作為波形發生器。

（二）可調增益放大器

在驅動電路中，為了維持質量塊的穩幅振動，需要通過速度反饋電壓來控制驅動電流的大小，我們采用AD603來完成這一工作。AD603是一個高精度的可控增益放大器，它可以通過反饋信號與參考信號的差值來控制輸入信號的放大倍數。其管腳連接如下圖：

（三）模擬乘法器

在檢測電路中，同步解調電路是決定整個檢測電路性能的關鍵。有很多器件如AD630、AD835等都能實現同步解調的功能，但由于AD835具有高精度、高帶寬以及連接簡單等優點，我們選用了模擬乘法器AD835。

三、結論

微機械陀螺的接口電路是決定微機械陀螺性能的關鍵因素，因此，對接口電路的研究至關重要。本文從工作原理、傳輸函數和穩定性等方面對接口電路進行了分析，并介紹了接口電路中所用到的幾種關鍵器件。理論分析和實驗表明，我們的驅動電路是穩定的，檢測電路是可行的。

參考文獻：

[1]凌林本，李滋剛，周百令，熊正南.硅微機械陀螺傳感器信號的檢測方法.中國慣性技術學報.1999.12

[2]李昕欣.硅多層微機械結構的無掩模腐蝕技術和硅微機械振動式陀螺的研究.復旦大學.1997.11.

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關鍵詞：觸摸屏；投射電容式觸摸屏；觸摸屏控制器

觸摸屏廣泛應用于我們日常生活各個領域，如手機、媒體播放器、導航系統、數碼相機、數碼相框、PDA、游戲設備、顯示器、電器控制、醫療設備等等。

通用的觸摸屏包括適用于移動設備和消費電子產品的電阻式觸摸屏和投射電容式(projected capacitive)觸摸屏以及用于其他應用的表面電容式(surface capacitive)觸摸屏、表面聲波(SAW)觸摸屏和紅外線觸摸屏。

電阻式觸摸屏

應用比較多的電阻式觸摸屏(圖1)具有空氣間隙和間隔層的兩層ITO(Indium TinOxide，銦錫氧化物)。電阻式觸摸屏是大量應用、經過驗證、低成本的技術。其缺點是：薄弱的機械性能；堆疊厚，相對較為復雜；不能檢測多個手指的動作；前面板實現方案易損壞；有限的工業設計選項；光學性能不良；需要用戶校準。

投射電容式觸摸屏

觸摸屏的電容觸摸控制采用一個用傳導物質(如ITO)做涂層的表面來存儲電荷。傳導物質沿屏的X軸和Y軸傳導電流。當傳導(如手指)觸摸時控制電場發生變化，而且可以確定沿水平軸和垂直軸觸摸的位置。在帶按鍵觸摸位置的應用中，把分立的傳感器放置在特定按鍵位置的下面，當傳感器的電場擾時系統記錄觸摸和位置。投射電容式觸摸屏示于圖2。

投射電容式觸摸屏比其他觸摸屏技術的優勢是：

?出色的信噪比；

?整個觸摸屏表面具有高精度；

?能夠支持多個觸摸；

?通過“厚的”電介質材料進行感應；

?無需用戶校準。

QTOUCh技術

QTouch技術是Atmel觸摸技術部前身Quantum(量研科技)的專利。所開發的集成電路技術是基于電荷一傳輸電容式感測。QTouch IC檢測用傳感器芯片和簡單按鍵電極之間單連接來檢測觸摸(圖3)。QTouch器件對未知電容的感測電極充電到已知電位。電極通常是印刷電路板上的一塊銅區域。在1個或多個電荷一傳輸周期后測量電荷，就可以確定感測板的電容。在觸摸表面按手指，導致在該點影響電荷流的外部電容。這做為一個觸摸記錄。也可確定QTouch微控制器來檢測手指的接近度，而不是絕對觸摸。判斷邏輯中的信號處理使QTouch健全和可靠。可以消除靜電脈沖或瞬時無意識觸摸或接近引起的假觸發。

QTouch傳感器可以驅動單按鍵或多按鍵。在用多按鍵時，可以為每個按鍵設置1個單獨的靈敏電平?？梢杂貌煌笮『托螤畹陌存I來滿足功能和審美要求。

QTouch技術可以采用兩種模式：正?；颉坝|摸”模式和高靈敏度或“接近”模式。用高靈敏電荷傳輸接近感測來檢測末端用戶接近的手指，用用戶接口中斷電子設備或電氣裝置來啟動系統功能。

為了優異的電磁兼容，QTouch傳感器采用擴頻調制和稀疏、隨機充電脈沖(脈沖之間具有長延遲)。單個脈沖可以比內部串脈沖間隔短5％以上。這種方法的優點是較低的交叉傳感器干擾，降低了RF輻射和極化率，以及低功耗。

QTouch器件對于慢變化(由于老化或環境條件改變)具有自動漂移補償。這些器件具有幾十的動態范圍，它們不需要線圈、振蕩器、RF元件、專門纜線、RC網絡或大量的分立元件。QTouch做為一個工程方案，它是簡單、耐用、精巧的方案。

在幾個觸摸按鍵互相靠近時，接近的手指會導致多個按鍵的電容變化。Atmel專利的鄰鍵抑制(AKS)采用迭代技術重復測量每個按鍵上的電容變化，比較結果和確定哪個按鍵是用戶想要的。AKS抑制或忽略來自所有其他按鍵的信號，提供所選擇按鍵的信號。這可防止對鄰鍵的假觸摸檢測。

觸摸屏系統設計

一個觸摸屏系統包括：前面板、傳感器薄膜、顯示單元、控制器板和集成支持(圖4)。

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關鍵詞：電容式電壓互感器；二次電壓；不平衡分析；防范措施

中圖分類號：TM451 文獻標識碼：A 文章編號：1006-8937（2013）09-0104-02

2011年3月溯河變電站監控后臺機遙測總表顯示溯來I線線路B相電壓偏高，值班員用萬用表對溯來I線電壓互感器二次回路進行測量，B相比A、C兩相電壓有效值明顯偏高2～3 V，二次回路未見異常。2011年5月，500 kV溯來I線停電，試驗班組對線路電壓互感器進行預試，發現溯來I線電壓互感器B相不合格。

1 異常及檢查情況

1.1 故障情況

值班員監盤發現監控后臺機遙測總表溯來I線Uab（549 kV）、Ubc（548 kV）電壓比溯來II線、山溯I、II線偏大。

1.2 運行值班員檢查、處理情況

①現場檢查溯來I線三相電壓互感器外部無異常，檢查溯來I線CVT二次回路無異常。

②檢查測控裝置、保護采樣情況（與另一回線路溯來II線進行比較）如表1所示。

③用萬用表對500 kV各線路端子箱第一、二繞組二次進行測量，數據如表2所示。

④溯來I、II線的歷史數據對比如表3所示。

根據采樣、測量數據比較，500 kV溯來Ⅰ線的B相二次電壓比本間隔的另外兩相和其它間隔相同相電壓高出2.4 V左右，相對誤差3.8%，比較監控后臺歷史數據，與500 kV溯來Ⅰ線的B相有關的線電壓比其它高出9 kV左右。

2 故障原因分析

2.1 CVT結構

500 kV溯來I線CVT是桂容總廠生產的，總體結構為組合式單柱結構，由電容分壓器和電磁裝置兩部分組成。電容分壓器由3節耦合電容器疊裝串聯組成，耦合電容器外殼采用澆鑄法蘭瓷套，內裝經高真空浸漬處理的心子，每節心子由多個電容元件串聯組成，電容元件由電容器紙、聚丙烯膜與鋁箔電極卷繞壓扁而成，瓷套內灌注一定壓力的絕緣油。高壓端在電容分壓器頂端。組合式單柱結檢的互感器的中壓端A'和低壓端N是由最下一節電容器底蓋上的小瓷套引出到電磁裝置內與中間電壓變壓器高壓端A'及出線板上的N端相連。電磁裝置由中間電壓變壓器、補償電抗器和抑制鐵磁諧振的阻尼裝置在油箱內組成，二次繞組及載波通訊端由油箱正面的出線端子盒引出。

2.2 工作原理

電容式互感器工作原現是由電容分壓器分壓，中間電壓變壓器將中間電壓變為二次電壓。其電氣原理圖見圖1。

C1為主電容，C2為分壓電容，接在高壓為U1N與地之間。則在分壓電容C2、主電容C1上的電壓為：

2.3 原因分析

從以上公式看出：

①高壓電容中某些電容元件擊穿短路使C1增大，導致U2增大。

②中壓電容漏油等使介質常數變小，C2增大，XC2容抗增大，使U2異常增大。

由此可見，500 kV溯來Ⅰ線的B相二次電壓比本間隔的其他相和其他間隔相電壓偏高，可能是高壓電容中某些電容元件擊穿或是中壓電容漏油等使介質常數變小造成的。

3 試驗檢查情況

2011年5月18日，500 kV溯來I線相關設備停電預試，溯來I線線路CVT A、C相測試合格。CVT B相下節介損測試異常：正接法電容量：16 040 pF，tanδ%：0.406%（出廠值：15 430 pF，規程標準：運行中tanδ%不大于0.025%），電容量偏大，介損超標；此數據經過廣西電科院進行復測，認定不可投運。

從試驗結果看：溯來I線CVT B相高壓電容增大（16 040 pF），電容量偏大，不合格。試驗證明對500 kV溯來Ⅰ線的B相二次電壓比本間隔的其它相和其它間隔相電壓偏高可能造成的原因分析是正確的。

4 預防措施

與500 kV溯來Ⅰ線B相CVT同批次的產品仍在該站和網內運行，為避免同類異常再次發生而沒有引起足夠重視，造成設備事故，建議采取以下幾點預防措施：

①使用電容式電壓互感器的變電站，值班發現母線或線路電壓不平衡時，不要忽視，應及時到現場檢查一次設備外觀有無異常，CVT二次回路有無異常，到各保護裝置、測控裝置檢查電壓采樣數值，到端子箱用萬用表測CVT二次電壓，進行比較判斷。當確認某相二次電壓確實升高，應及時匯報部門領導，縮短試驗周期，在適當的時間安排預試，通過試驗數據確定電壓互感器是否正常，防止隱患不被及時發現造成事故。

②加強值班員巡視監管力度，如發現CVT有聲響、油位異常，應及時采取措施，防止事故擴大。

③日常維護中，重視熱成像儀的應用，定期對CVT紅外監測和診斷，及早發現設備缺陷，排除事故隱患。

④生產廠家要嚴格控制工藝流程，并保證其生產附件的質量。

參考文獻：

篇7

其它領域的工程師很難想象得到應用于汽車領域的轉換器與按鈕在設計上的限制。因為這些元件必須要能承受：

更大的溫度范圍；

更大的濕度范圍；

駕駛與乘客因長期接觸轉換器與按鈕所造成的臟污。

圖1：基本的電容式傳感器

今日車用的按鈕與轉換器不僅比過去多了許多，還要能具備輕易建置的特性，以符合日趨人性化控制接口的需求，另外，還必須具備成本效益，避免采用密封封閉式的機械開關。因此，電容式觸控接口（capacitive touch switches，或稱為cap sense）是一個非常具有潛力的取代方案。電容式觸控接口技術不僅無須采用機械式控制元器件，還具備整合人性化接口的功能，十分符合汽車工業對于可靠性與成本效應的需求。

如圖1所示，電容式接口主要是由兩片相鄰電路極板（traces）所構成的電容器：而依據物理法，電容效應是存在于兩片電鄰線路極板之間的。如果有任何導電性的物體（例如：手指尖）靠近這兩片極板時，平行式電容（parallel capacitance）就會與傳感器產生耦合(couple)效應。因此，整體電容會隨著手指尖觸碰電容傳感器而增加；當移開手指時，電容則會隨之減少。所以只要利用一套電路系統來測量電容的變化，就可以判斷手指尖是否有碰觸到兩片相鄰的電路極板。

電容式傳感器是由兩片電路極板與一個機板空間所構成。這些電路極板可為電路板的一部分，上面直接覆蓋著一層絕緣層。電容式傳感器也可以采用玻璃印刷電路技術植入車窗玻璃，并應用于后擋風玻璃的除霧器上。另外，電容式傳感器不僅可以隱藏在曝曬印制圖案的背面，還能夠順應各種曲面的弧度，廣泛地應用于汽車的各種功能上。

圖2：典型弛張振蕩器拓撲

建構電容式界面的要素：

一組電容器；

電容量測電路系統；

從電容值轉譯成接口狀態(switch state)的近端裝置。

通常電容式傳感器的電容值介于10pF～30pF之間。普遍來說，手指尖經由1mm絕緣層接觸到接口所造成的耦合電容是介于1pF～2pF的范圍。越厚的絕緣層所產生的耦合電容則愈低。若要感應手指的觸碰，則必須建置能夠偵測到1%以下電容變化的電容感測電路系統。

弛張振蕩器（relaxation oscillator）是一種非常有效且易于使用的電容量測電路。一般常見拓撲如圖2所示：

這個電路由以下四種元器件組成：

一組同步比較器(comparator)

一組電流源

一組放電開關(discharge switch)

一組電容式傳感器。

最初，放電開關呈現開啟的狀態，此時全數的電流會流向傳感器，造成傳感器電壓呈現直線上升的現象。此充電動作將持續至傳感器電壓達到比較器閥值為止。這時，比較器會從低電壓轉為高電壓，進一步關閉放電開關。如此一來，電容式傳感器便會快速經由低阻抗路徑放電至地電位。當比較器輸出電壓從高轉低時，整個電路周期則會重復進行。依據下列的方程式，輸出頻率（fout）與充電電流呈現正比的關系；與閥值電壓和傳感器電容則呈現反比的關系。因此借著量測輸出頻率，就可以得知傳感器電容的大小：

假設充電電流為5μA，比較器閥值電壓為1.3V，而傳感器電容為30pF，則會產生128KHz的輸出頻率將?；ㄔ诹繙y輸出頻率的時間越長，則可獲得越高的頻率分辨率。由于更高的頻率分辨率會產生更佳的電容量測靈敏度，因此增加量測時間也會相對的提高電容量測分辨率。而設計業者可分別依據不同的應用層面、傳感器尺寸與覆蓋絕緣體厚度等因素，調整量測電容的時間。

由上列的方程式，可以近一步推衍出下列電容方程式：

因此，顯然地我們還必須有輸出頻率周期的量測機制。圖3分別顯示周期量測方式的示意圖與波形圖。

圖3：周期量測方式示意圖

弛張振蕩器的輸出頻率在此代表脈沖寬度調變器（pulse width modulator, PWM）的頻率。PWM的輸出波形由低頻率與高頻率兩種脈波構成，頻率的實際值端視不同應用而定。PWM輸出信號則用來當成計數器（counter）閘門（gate）的信號。當此信號為高電位時，計數器會以fref的頻率累積其數值，并于閘門信號下緣(falling edge)產生中斷的情況，此時則可進行讀取或是重設計數器數值的動作。之前曾假設充電電流為5μA，比較器閥值電壓為1.3V，而傳感器電容為30pF，則會產生128KHz的輸出頻率。假設計數器的參考頻率為6MHz，則計數器在一個周期中所累積數值為46，兩個周期為93，而十個周期的計數器數值則為468。由此可知，計數器累積數值越多，產生的分辨率或是靈敏度也就會越高。設計業者可運用下列方法獲得更高的計數值：

提高計數器參考頻率

降低振蕩器頻率

增加閘門信號的周期次數

電容式接口傳感器采用可變更組態的混合信號數組（configurable mixed signal array），為設計業者提供一套具備成本優勢的解決方案，請參考圖4所示：

圖4：Cypress 可變更組態混合信號數組CY8C21x34的示意圖

Cypress 可變更組態混合信號數組CY8C21x34器件不僅內含建置弛張振蕩器所需的可變更組態模擬區塊，還具備作為建置周期量測裝置用的數字區塊。更重要的是，此器件還額外內建一組I/O模擬多任務器。多任務器的每一組針腳都具備一個開關器，可直接連結到模擬總線上。I/O模擬多任務器是一套大型的交叉式開關（cross-switch），能夠讓每一組針腳直接連結到控制系統上的模擬數組。此外，可編程電流源與放電開關也可直接與總線連結。這套內含多功能的可變更組態混合信號數組器件，可讓28個I/O針腳中的任何一個都能被當成電容式傳感器的輸入端使用。圖5顯示完整的電容式感測系統。

圖5：Cypress推出型號為CY8C21x34的可變更組態混合信號數組

當指尖同時放在兩組并列的電容式傳感器之間時，兩組傳感器很有可能皆會感測到指尖的碰觸。因此，設計業者可利用這樣的原理，近一步研發近似模擬的指尖位置感測裝置。

滑桿（slider）是由多個鄰近的傳感器所組成，在這樣的設計模式下，指尖接觸的范圍可以同時影響到多個傳感器。因此，受影響傳感器的電容值變化可用來計算質心(center of mass)與形心(centroid)。而計算出來的數值可精確的顯示指尖所在位置。圖6顯示滑桿的構成。

圖6：滑桿是由多個鄰近的傳感器所組成

如要達到多個傳感器同時感測出指尖碰觸的目的，設計人員在滑桿的設計上就必須考慮到傳感器的形狀。

恒速行駛操縱裝置（cruise control）為滑桿的應用之一。舉例來說，我們在里程計速度值上放置一排透明的電容式傳感器，只要在55與60兩個數值之間輕輕的點一下，即可將行車時速設定為57 mph。此外，內建電容式觸控傳感器的滑桿也可應用在車燈、音響音量控制等任何測量用的應用裝置上。

隨著車用自動控制儀表板的設計日趨復雜，要將所有的控制鈕建置在其有限的空間中也變得更困難。由于許多車種的方向盤內都已裝設安全氣囊，當安全氣囊迅速膨脹時，可沒有人希望被一大堆機械器件砸在身上，因此，一般的汽車設計業者都會避免在方向盤的表面上裝置控制鈕。然而，電容式傳感器只是被電鍍在安全氣囊蓋后方的電路極板，并沒有任何機械元器件。若是鍍裝有困難，也可以超薄電路板(flex circuit) 取代，并以鑲嵌的方式裝置在安全氣囊蓋后方。

車窗是另一項電容式觸控技術尚未觸及的領域。您是否想過直接把車窗除霧器的控制接口直接建置在車窗上？也許現在已經有設計業者將雨刷控制器直接安裝在擋風玻璃上了。也許未來設計人員會在位于門把上方的玻璃上加裝觸控式數字控鎖接口，車主只需要在車窗的傳感器上輸入正確的密碼，便可控制汽車門鎖。設計業者只要采用玻璃印刷電路技術或印制技術，就可將這類的電容式傳感器建置在物體的表面。設計人員不僅可將這些傳感器設計成常見的按鍵形式，也可自由發揮創意，將傳感器以品牌或是車款名稱，加裝在車窗上(如圖7所示)。

或許公司的營銷人員會對圖7這樣的設計建議表示關切，因為消費者可能會質疑當他們搖下車窗時，是否仍能順利的打開車門？

圖7：于顯示車款名稱的車窗區域上，嵌入特殊的數字鎖

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關鍵詞：風洞；加速度傳感器；multisim

中圖分類號：TP331文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2011)13-3166-03

The Design of the Capacitive Accelerometer Detection Circuit Based on Wind Tunnel

AN Wen-qian, ZHU Mu-cheng, NIE Shi-liang

(Southwest University of Science and Technology, Information Engineering College, Mianyang 643000, China)

Abstract: To design the variable area capacitive accelerometer for the vibration in wind tunnel test , talk about the weak signal detection system ,introduces several important module circuit namely exchange incentive source circuit,capacitance voltage circuit, filter circuit, and use of the electronic automated testing simulation software to simulate the main modules circuit respectively. The simulation results show that this design circuit can complete weak capacitance signal detection. At the same time, in order to improve the circuit performance, the stray capacitance interference in the weak signal detection circuit were analyzed, and the circuit is designed to noise suppression.

Key words: accelerometer; wind tunnel; multisim

風洞是在一定管道系統內，根據一定目的來使用模擬一定環境所具有的氣流進行測試的裝置。風洞應用廣泛、耗資昂貴，所以實驗的精準性是非常重要的。其中一些不必要的震動會影響實驗數據的精確而且會對實驗設備造成一定量的損害[1]。針對此種情況，針對位移、振動的基于風洞的加速度傳感器的檢測因此而生。本設計使用電容式加速度傳感器，其具有高精度、高線性度、低溫漂。

加速度傳感器的設計有模型設計與電路設計兩部分。模型設計即為傳感器的材料選擇、制造工藝選擇、封裝技藝的選擇。本文主要討論加速度傳感器的檢測電路設計，檢測電路主要是將微弱的電容信號轉換為可測試、可標示的電壓信號。檢測電路主要完成電容的轉換、信號的放大、對干擾信號的屏蔽等功能。要比較理想的完成如上所有功能，最好的檢測電路方案是調制解調性，應用此電路需要信號激勵源、調制解調電路、濾波電路、信號放大電路。最后輸出的信號為幅值一定的電壓信號，可用線性標示電容信號。

1 檢測電路總體方案

本加速度計采用電容差分式檢測方式，原理圖如圖1。當檢測到加速度時，可動電極因為慣性力發生位移變化，從而改變可動電極與固定電極之間的相對面積，通過差分電容檢測即可得到變化的電容差信號，這個信號的變化量微小、頻率低、不易傳遞、轉化及標示，所以需要一個標準的參考信號進行調制，調制的好處不僅如上幾點，更重要的是系統存在高頻噪聲，在調制后經過低通濾波器可以濾除高頻噪聲。最后系統輸出的即為可標示加速度大小的電壓信號[2]。在此基礎上還可以加上其它電路如DA轉換電路、液晶顯示電路可以直接顯示加速度大小。

2 檢測系統電路設計

根據風洞試驗系統的要求，AC運放電容測量電路被認為是用于該系統電容測量最精確且最穩定的測量方法。本文就是以AC運放測量方法為基本原理，提出并研制了一種交流激勵測量電路。

2.1 交流激勵信號源電路

電容式加速度計是將加速度值先轉換為電容信號在轉換為可標示的電壓信號的輸出。測量電路主要解決電容信號與電壓信號的轉變[3]。圖2即為C/V轉換電路。

基本原理：正弦信號是激勵被測電容的，其生成的激勵電流經由反饋電阻Rf、反饋電容Cf和運放組成的直接反映被測電容的變化量的檢測器，輸出的是正比于電容信號的電壓信號。此電路的特點是抗雜散性好、分辨率高。交流放大器使得系統低漂移、高信噪比[4]。

(1)

若jwRfCf >>1

(2)

2.2 電路抗雜散性分析

電容測量電路中的雜散電容的分布見圖3。

其中CS1和CS2――兩極板與傳感器屏蔽罩間的耦合電容

CS3和CS4――兩極板與地間的雜散電容

RS1和RS2――傳輸導線的導通電阻

理想情況下， CS1、CS2對輸出的影響可忽略。

雜散干擾還有雜散電容CS3、CS4和傳輸電阻RS1、RS2可得出考慮雜散干擾的輸出為

其中，

(3)

綜合實際應用情況，干擾不是很低[6]。

2.3 檢測電路分析

此檢測電路主要完成了電容的線性檢測，突破了如下難題：

1) 雜散電容往往要比被測電容高得多，被測量常被淹沒在干擾信號中，要解決此難題采用了調制解調電路。

2) 測量電路使用正弦激勵電路克服了電子開關的電荷注入效應對測量系統的影響。

3) 由于測量對象的快速多變性，需要較高的數據采集速度，但采集速度和降低噪聲的矛盾難以解決，本系統采用了合適的濾波器能夠解決此問題。

3 檢測電路仿真

3.1 正弦波激勵信號源電路

建立電路圖文件1如圖4，使用虛擬示波器在運算放大輸出端觀察輸出波形。啟動仿真按鈕，雙擊開啟虛擬示波器觀察窗口，即可看到輸出波形，虛擬示波器顯示波形如圖5所示。從該波形可以觀察到，輸出的正弦波的峰值為2.4V，頻率為150KHZ，因而滿足設計頻率和幅值的要求。

圖4正弦波激勵信號源電路 圖5虛擬示波器顯示輸出正弦波圖形

3.2 電容電壓轉換電路仿真實驗

建立電路圖文件6，信號源電路直接使用虛擬儀器信號發生器XFG1產生正弦波，虛擬示波器A通道測量電路輸出端，B通道接信號源，可以同時觀察兩個信道的波形，從而判斷兩個信號的幅值和頻率，雙擊打開虛擬儀器示波器觀察波形如圖7。

圖7是電容-電壓轉換電路仿真虛擬示波器輸出圖，利用虛擬示波器的標尺功能觀察兩個信號的幅值和頻率，觀測得到：二者頻率相同，峰峰值分別為4.098V，2.032V。

4 結束語

本文主要介紹了基于風洞的電容式加速度傳感器的原理及主要模塊的構造，并且對設計的 電路使用電子仿真測試軟件multisim進行仿真分析，得到的圖形證明此設計能夠完成對電容的檢測。此系統具有良好的線性度、靈敏度，適用于風洞試驗中對加速度的測量。

參考文獻：

[1] 惲起麟.風洞試驗[M].北京:國防工業出版社,2000.

[2] 李萬玉,阮愛武,羅晉生,等.硅微機械陀螺接口檢測技術的研究[J].微電子學,1999(5).

[3] 蒙文舜,楊運經.電容傳感器的原理及應用[J].現代電子技術,2003(7).

[4] 余生能,孫士平.基于V/T變換的電容傳感器新型電容測量電路[J].現代測量與實驗室管理,2005(1).

[5] 王雷,王保良.電容傳感器新型微弱電容測量電路[J].傳感技術學報,2002(4).

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關鍵詞 CAV424；AM402；電容傳感器；油位測量

中圖分類號TN7 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2011）57-0138-02

0引言

電容式測量電路結構簡單、動態響應快、非線性誤差小、以及能有效地改善由于溫度的影響所產生的誤差等特點使其廣泛的應用于生產與科研。絕大多數電容測量電路都是采用簡單的并聯諧振電路，將電容的變化轉換成頻率的變化，再將頻率轉換成電壓。

1 CAV424工作原理

CAV424是德國AMG公司的一款多用途的處理各種電容式傳感器信號集成電路，它可以檢測10pF到2nF的電容值，被檢測電容需要在參考電容值的5%到100%內變化。其結構如圖1所示。一個通過電容COSC頻率可調的參考振蕩器驅動兩個構造對稱的積分器，并使它們在時間和相位上同步，參考振蕩器電流IOSC由外接電阻ROSC和參考電壓Vm來確

兩個積分器的振幅由電容Cx1和Cx2來決定，Cx1是參考電容而Cx2是被測電容,兩個振幅的差值反映電容Cx1和Cx2的相對變化量,再通過內置的信號處理電路將Cx1和Cx2的電壓相減和參考電壓Vm一起得出差分電壓輸出。

2 AM402工作原理

AM402是一個用于處理差分電橋信號的電壓電流輸出轉換接口集成電路，它是由一個用差分輸入信號放大的高度精度儀表放大器，一個可調的高度穩定的參考電壓（4.5V~10V）以及一個由電壓控制的電流輸出級組成，能夠將0V~1.15V范圍內的差分電壓信號轉換為4mA~20mA直流電流。AM402由3個基本單元組成:

1）一個高精度的前置放大器，它有較大的增益調節范圍，適合于不同信號輸入范圍，可以用于各種不同變化范圍的傳感器信號處理。GIA增益的大小由外接的電阻R1和R2來決定；

2）一個由電壓控制的電流輸出級。通過調節外接的電阻就可以使輸出電流在較寬的范圍內可調。這兩個個電阻同時確定了輸出最小電流；

3）一個可調的參考電壓級VREF（VSET=空5V 或VSET=接地10V）可以供給需要常數電壓的傳感器使用或者可以作為外接電路的電源。

3系統電路總體設計

系統總體電路如圖1所示。

某電容傳感器采用Fe-Ni合金作為電極材料在油箱內高度為150mm， 外半徑R=7mm，壁厚1.5mm， 內半徑r=4mm，壁厚1mm?？蛰d時最小電容值Cmin≈130pF,裝滿汽油時Cmax≈260pF,故選擇參考電容Cx1=Cmin，COSC=1.6Cx1≈210pF。輸出差分電壓設置為0~50mV。令積分器充電電流相等ICx1=ICx2=5μA,可以得出Rcx1= Rcx2=500k; ROSC選用典型值250K; CL1=CL2=1nF; Rl1=Rl2=RL3=100k; RA=RB100k;CVM=100nF;CRL=100nF。

AM402采用二線方式輸出時，增益GIA由外接電阻R1和R2調節，計算可得R1/R2的數值：GIA =1+R1R2R1R2=GIA1根據轉換公式，輸出電流Iout =VINGIA/R0+ISET由外接電阻R3和R4 決定。電源電壓VS 和集成電路的最小工作電壓Vccmin（6V）以及負載電阻RL 之間的關系必須滿足下VS≥IOUTmaxRL+6V整個電路才能正常工作。CAV424的差分輸出電壓是AM402的輸入，即VIN=0…50mV，選取VREF=5V, GIA=8，算得的外接元件的數值是：R0=25Ω；R1=33kΩ；R2=4.7kΩ；R3=100kΩ；R4=1kΩ；R5=40Ω；RL =500Ω；C1=2.2μF。

參數確定以后控制單片機沒有信號輸出，室溫下實際測量AM402的電流輸出，如果空載時電流不是4mA或者滿度時不是20mA，可以調節電阻Rl1與RA的值實現零點與滿度的校正。

4實驗

實驗時以93#與97#汽油作為介質，以3mm為油位間隔分別進行三次油位上升與下降實驗，并測量所對應的輸出電流值，結果如表1與表2所示。從記錄的數據可以看出對于90#汽油輸出電流最大偏差為0.51mA，對于97#汽油輸出電流最大偏差為0.71mA，完全滿足系統的精度要求。

5結論

介紹了一種電容式汽車油位傳感器電路的設計方法，該電路以CAV424為核心，將電容信號轉換為線性變化的電壓信號，同時利用AM402將差分電壓信號轉化成4mA~20mA直流電流。此電路還有很大的擴展空間，如可以實現油品的測量，還可以根據油位計算出剩余公里數。

參考文獻

[1]陳衛明.電容／電壓轉換電路CAV424及其在油品含水率測量的應用[J].中國計量學院學報，2003，14(2)：94-96.

篇10

當我們談到現今有關人性化接口裝置的設計技術,感官是很重要的因素。設備制造商正面對持續的挑戰,他們必需滿足特定的期望-亦即當按壓觸摸的瞬間(可能只壓低1/4～1/2英寸),腦部會下令減低手指的速度至零,在此情況下,按鈕或按鍵必需要有所動作。

就拿越來越多人使用的平面屏幕來說,像是液晶顯示器的應用,通常而言玻璃表面或是塑料防護層的使用日益增加,因此改善觸控解決方案的需求越來越明顯。錯誤的感官回饋會造成負面的結果,包括使用困難、不正確的數據通信,最可怕的就是造成人體傷害,例如因為按鈕或按鍵無法響應腦部的期望所造成的重復施力傷害(Repetitive Stress Injury,RSI)。除此之外,移動消費性電子的制造商必須特別考慮其他技術因素,包括減少反應延遲、減少對基頻處理器(baseband processor)的依賴,以及降低成本和改善電源消耗。

近年來部件整合的趨勢有助于消費性電子朝向電容式觸控功能的方向發展,此一發展能符合使用者的特定期望,并迎合業界朝向更低成本、更高效能解決方案發展的趨勢。此篇文章將討論改善觸控解決方案的必要性、選擇性,以及整合方式能為電容式觸控帶來的好處。

隨著技術不斷演進,消費者對于“尖端”的定義也不斷改變。僅有機械式按鍵的移動電話或MP3播放器并非未來趨勢,而使用薄型氣泡樣式的薄膜按鍵不但觸感遲鈍,更會產生使用過久會破裂的情況。就現階段而言,不管是在商業或工業市場區隔皆獲得眾多青睞的人機接口(HMI),就非觸控輸入莫屬,且無論是具有顯示器的裝置,例如觸控屏幕,或是不具顯示器的裝置,例如按鈕或者是圓形滾軸,觸控功能皆備受重用。

薄膜式按鍵的相關研究為最新世代的觸控人機接口技術提供許多極具價值的參考數據,因為這兩種技術面臨相同的基本挑戰:當在平板屏幕上,例如家電或移動電話的LCD,其玻璃表面或塑料防護層上執行觸控輸入時,并沒有任何“管道”會將無效的觸控事件響應給使用者。然而對于薄膜式按鍵的觸控感覺回饋,透過薄型氣泡樣式或其他物理技術增加管道也是不切實際的,因此我們需要新的回饋方式。隨著這些觸控輸入的控制越來越復雜,以及越來越重要的產品功能,觸控回饋更形關鍵,因為它能決定此種全新的輸入方法是否能提升使用者經驗,或者是會留下壞印象。

各種回饋方式

早期的薄膜式按鍵結合了觸覺回饋,但不久之后便加入其他形式的回饋,例如視覺和聽覺。在今日多重感官回饋的方式已是稀松平常;事實上,因為太過細微,所以它們幾乎被忽略。雖然不容易被注意到,但是基于許多理由,感官回饋依然是非常重要的,這將在之后的段落中加以說明。

視覺、聽覺和觸覺是最常被用于產品感官回饋的三種感覺方式,也會被單獨或是合并使用。根據應用的不同,可能其中一種方式會是最適合的。就一般而言,使用兩種或是全部三種感官會是最有效的。相關研究已經證明感官回饋可以改善使用的精確度,讓用戶在使用復雜的產品時能更容易且快速,并能讓使用者擁有更佳的“情緒”反應批注[1]。

視覺回饋

人類最發達的感官是視覺。因此結合視覺回饋通常能產生令人滿意的正面效果。視覺回饋有很多形式, 從按鈕被按壓時LED燈會亮起的簡單方式,到更復雜的呈現,例如手機上電話簿會隨著圓形觸控滾軸而卷動顯示等。高分辨率LCD屏幕加上觸控功能的使用,似乎比使用按鍵和圓形觸控滾軸應用的視覺反應來說是有點泛濫了。微軟和其他業者已接近未來的技術應用,將會讓觸控執行更復雜的動作,例如藉由簡單的“縮放”觸控屏幕顯示器上的影像,進行影像大小的更改。

聽覺回饋

人類另一項高度發展的感官是聽覺。就整體歷史來看,聽覺一直被做為基本的溝通工具。視覺上的警示總是伴隨尖銳的聲音,以快速地攫取每個人的注意力,例如使用鐘聲來告訴全村現在的時間等。再者,人類利用聲音來說出語言絕對是溝通的最重要工具。

因此聲音是重要的感官刺激回饋方法。在第一臺推出的薄膜式鍵盤中,按壓氣泡式薄膜(刻意設計或是無心插柳)便會發出點擊聲,事實證明,這大大強化了人類在按鈕按下時空間移動的正面效果。此研究延伸應用于現今的系統,其中一些采用了精密聲音生成裝置的系統,不只是提供回饋(以及娛樂),更可以模仿其他聲音。有時候這僅僅是為了好玩,但是一些例如機械式按鈕或是撥打電話號碼的特定,則能強化產品的實用性。

觸覺回饋

視覺和聽覺導向的感官回饋確實非常重要,但是沒有一個設計可以忽略觸覺回饋的重要性。除了在視覺和聲音警示不適用的情況下,例如當手機處在需使用震動的靜音模式,觸覺回饋還有可以降低重復性壓力傷害風險的好處。

觸控已被視為擴展產品功能性的一種方式,且藉由時尚和吸引人的工業設計實現產品差異化。由于硬質平面越來越傾向于使用新的觸控方式,因此就產品吸引力和重要性而言,有效觸控回饋的需求已是日漸增長。

精密的撫觸反應機制稱為觸感(Haptics)。觸感的效果在于藉由觸摸對使用者提供力量、動作或震動,不只是以基本的震動提供簡單的感官回饋,還能增強效果。后者可能是透過震動效果的形塑和時間安排去真實模擬機械式輸入,例如按鈕和滾軸轉動的觸摸感覺。

觸感回饋的用途遠超過單純的撫觸動作確認。根據按鍵的結果,按鈕按壓或圓形滾軸滾動也能結合不同的觸感回饋效果。例如,正確的響應可以采用一種觸覺回饋,錯誤的響應則采用另一種。觸感回饋也能被用以表達其他信息。隨著施加在觸控按鈕上壓力總量的不同,轉換成第三度空間(Z軸)輸入,那么對使用者而言,感官可以代表的意義將更為多元。

一般而言,相較于沒有或是可觸性較差的產品,較佳的可觸性可以提升產品的使用經驗及精確度。根據Nokia研究中心在2003年所,針對手機數字輸入工作進行觸控效果的調查批注[2],采用突出、相距少于1 mm的按鍵(高可觸性),與平面、水平連接、相距僅0.5mm的按鍵(低可觸性),此兩者的可觸性是不同的。在測試中,當用戶無法看到電話(“沒有視覺回饋”)時,在較佳的可觸條件下,其結果錯誤率約可好上6倍(請見圖1)。即使當用戶可看到電話時(“有視覺回饋”),高可觸性手機的錯誤率也幾乎可以比低可觸性手機低3倍。

觸控技術的選擇

今日有多種觸控技術可供選擇。當然,每一種技術都有其優缺點,各有適合的應用。其中最受歡迎的技術包括便攜式導航裝置觸控屏幕所使用的電阻式觸控技術、機場或者是博物館使用的交互式多媒體信息平臺和自動提款機使用的表面聲波(SAW)或是紅外線觸控,以及移動電話和便攜式多媒體播放器所使用的電容式觸控技術等等。

針對大量的消費性應用,電阻式和電容式技術為市場主流。電阻式技術應用于智能型手機和便攜式導航裝置的觸控屏幕顯示已有一段時間,不過,對于最近新推出且非常重視差異化及工業設計的產品,例如Apple iPhone及LG巧克力機(LG Chocolate)而言,電容式觸控則是它們選擇采用的技術。電容式技術之所以受到歡迎的兩大理由分別為:實作的彈性及多點觸控的功能。

電容式觸控輸入,像是按鍵及圓形觸控滾軸可以采用多種材料,包括印刷電路板、可繞性印刷電路板及薄膜上ITO或玻璃等。再者即使在傳感器數組上覆以不同厚度的玻璃、塑料(透明或不透明),或是其他防護性或裝飾性的覆蓋層,其觸控效能也不會受到影響。這樣的特性能提供工業設計極大的發揮空間,可打造產品外型和功能性的差異化,這在充斥眾多樣選擇的終端市場中是很重要的。

多點觸控的方式能使其用戶接口有者獨特與差異化。iPhone在大眾市場上推出多點觸控手勢功能,以常用指令,例如縮放或是切換至下一屏幕或圖片的直覺式多點觸控手勢,取代傳統的“下拉式”選單系統。此種由電容式觸控技術所實現的革命性用戶接口設計,成為iPhone系列自推出以來銷售突破2,000萬臺的主要原因。電容式技術的另一個優點是耐久性。消費性產品被使用的方式不同于實驗室中的設備,因此耐久性是很重要的考慮。利用電容式技術,并不會產生電阻式觸控會發生的薄膜耗損或損壞的問題。

電容式觸控和整合

電容式按鍵和圓型觸控滾軸采用非常簡單的架構,然而此架構所測量到的電容值極小,因此很重要的一點是,觸控偵測電路必須非常接近傳感器本身。結果使電容式觸控控制器更傾向于整合多重架構元素,且經優化能提供各種整合型感官回饋選項的多種組合。

雖然“整合”對電子產品來說總是好的,但在某些應用中,仍有些例子是“過度整合”的。有時候,這是因為整合了數十種整合型功能的系統單芯片,過度的整合反而犧牲了效能。其他時候,之所以會“過度整合”只是因為新功能和需求出現得太過快速,芯片業者還無法整合此功能。顯而易見的是,重點在于要決定整合哪種功能,以及原因為何,而非在一個單芯片上盡可能整合最多的功能。

當使用電容式觸控時,很重要的是要將控制器中的驅動和感應電路放在靠近觸控傳感器的地方。因為被測量到的電容值相當小,太長的導線或PCB電路可能會導某個點容易受到噪聲的影響,于是該點的有效觸控可能會因為噪聲而無法辨識。因此,若將電容感應整合至基頻或應用處理器中,這些部件通常會遠離觸控感應數組,如此便可能導致不穩定的觸控效能。基于此理由,將電容觸控控制器獨立于這些高度整合的系統單芯片之外是現今最可靠及實際的作法。雖然獨立,不過電容式觸控控制器并不需要是單一功能的部件,基于感官回饋可以提升觸控經驗的重要性,將回饋功能整合至觸控控制器通常能進一步發揮感應功能,且對系統設計帶來明顯的好處。

雖然有些感應回饋邏輯和控制功能可藉由基頻或應用處理器中的軟件加以實現,然而這樣的作法只是讓這些已經高度使用的處理器徒增無謂負擔。根據處理器中斷的優先等級,這些回饋功能可能會出現延遲,而由于回饋機制的時序錯誤,并造成可怕的回饋輸入的沖突,將導致不佳的使用者經驗。因此將所有的回饋控制功能整合至基頻處理器雖是最簡單的作法,卻不是最好的解決方案。此外,為求強化感應回饋,一些像是靈活的LED亮度選擇以及逼真的觸感效果、諸如LED驅動器和觸感驅動器等外部部件,通常也都是必要的。

多重感官的未來

隨著越來越多的人性化接口(HMI)相關研究出現,我們越來越了解多重感官的導入將能顯著提升產品的易用度和效率。此回饋不僅能為使用者提供更佳的使用者經驗,還能提供大腦必要的信息,以適當地使用這些產品。事實上,若是缺少感官回饋甚至可能造成人體傷害。再者,除了易用及傷害的預防外,感官回饋(特別是觸覺回饋)已被證明能提升使用精確度避免錯誤的輸入。

這些研究發現正引起一些有關用戶接口的思考,從強調視覺和聽覺回饋,觸感回饋只是搭配選項的思維,轉向另一種想法,亦即在許多應用中,觸覺可能是最重要的感官回饋。這樣的思考正引出所謂“信封外”解決方式,例如使用觸覺去標示特定來電者、通知使用者輸入結果的正確與否,或甚至是影響使用者的情緒。觸覺對使用者而言是私密的,因為是無聲且不會引人注意。一些相關研究便是在探討如何在非私人環境中使用觸覺傳遞私密及無聲的信息。

將觸控和感官回饋電路整合為一單芯片,不僅可讓主處理器不用負擔驅動LED或觸感部件等一般性的工作,而且具有明顯的成本及生產上的好處。整合型觸控控制器可以盡可能被放置在接近觸覺傳感器數組的地方,而主處理器就可以擺在其他適合的地方,不用受限一定要擺在靠近傳感器的位置。再者,此完全整合的觸控芯片的功耗極低,且相較于離散解決方案或是采用基頻處理器執行控制,整合型觸控所需的外部部件少了許多。

毫無疑問地,就在不久的將來,我們將可在消費性和商業及工業產品上,看見觸控和使用者回饋領域的明顯改變及增長。

批注:

1. MacLean, Karon, Designing with Haptic Feedback, Proceedings of the IEEE Robotics and Automation, 2000.

2. Silfverberg, Miika, Using Mobile Keypads with Limited Visual Feedback: Implications to Handheld and Wearable Devices, Mobile HCI 2003, LNCS 2795: 76-90.

作者介紹

Eric Itakura為IDT 觸控技術產品資深營銷經理,并在半導體領域擁有超過十五年的工作經驗。