電容測量儀范文

導語：如何才能寫好一篇電容測量儀，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關鍵詞：STC89C52；555振蕩器；電容測量；數碼管顯示

中圖分類號：F425 文獻標識碼：A 文章編號：1674-7712 （2014） 02-0000-01

數字電容測量計設計主要包括測量電路，記數電路和顯示電路三部分。測量電路的核心部分是555定時器構成的單穩態觸發器和多諧振蕩器。記數電路是由74LS160和74LS161構成的計數器以及74LS273鎖存器構成。顯示電路由譯碼器和數碼管構成，測量方法使用測脈寬法，測脈寬法利用記數控制電路中的單穩態觸發器在被測電容CX上的充放電規律，將電容容值轉換為脈沖寬度TX，再與標準脈沖信號相與得到TX內的脈沖數N，通過記數顯示就可以得到容值。本設計選擇用閘門信號來控制時鐘信號產生的CP脈沖個數，使其來反映被測電容Cx的數值。用測脈寬法得到的數值比較容易通過數碼管來顯示。

一、單元電路設計與分析

（一）測量電路

圖1是由兩個555定時器接成的單穩態觸發器和多諧振蕩器所構成的電容測量電路，C3為被測電容，當被測電容CX接入電路后，由于電容充放電效應，單穩態觸發器會產生一個脈寬與被測電容大小成正比的閘門信號，同時多諧振蕩器會產生脈沖信號CP，閘門信號與脈沖信號CP同時經過與門運算，得到一個新的脈沖信號，再將此信號送入計數器進行計數。單穩態觸發器由555定時器接成，當接入被測電容時，通過被測電容C3充放電，使電壓在0到2/3VCC之間振蕩，最后脈沖由3端輸出。單穩態觸發器輸出電壓脈寬：TX=RCXln3≈1.1RCX，這種電路產生的脈沖可以從幾微秒到數分鐘。當R固定時，則TW為正比于電容。C越大，則Tw時間內通過與門的時鐘脈沖就越多，則計數電路實現T與C正比。多諧振蕩器輸出電壓脈寬：T=（R1+2R2）Cln2≈0.69（R1+2R2）C。

經過與門后得到的信號滿足：RCxln3=N（R1+2R2）Cln2，令參考電容C=1uf進過整理得：CX=N（R1+2R2）Cln2/Rln3，即當（R1+2R2）Cln2/Rln3=1時，閘門信號內單位脈沖數N×10就得到被測電容CX的容值。

（二）計數電路

計數電路由74LS161計數器74LS160計數器和74LS273鎖存器構成，兩片計數器通過置數法將兩片計數器連接成百進制計數器，計數范圍為0到99。時鐘信號由閘門信號和脈沖信號相與得到，當計數達到99時，再經過一個脈沖時鐘信號74LS161的輸出端Q3和Q1輸出1。兩片計數器輸出端接74LS273鎖存器輸入端，鎖存器時鐘信號由單穩態觸發器輸出信號經過反相得到，經過反相器是為了使鎖存器在計數結束時開始鎖存。計數部分由74LS161十六進制計數器和74LS160十進制計數器構成，74LS160計數器的EP和ET端接高電平，使之保持在工作狀態，時鐘信號由測量電路輸出提供，其進位輸出端接到74LS161計數器的EP和EP端，使其在進位時讓計數器U3工作。兩片計數器的MR端和LOAD端均接測量電路的單穩態輸出端，保證計數器在有效技術范圍內計數。當超出計數范圍時，Q3和Q1為1通過74LS08與門輸入到下一級電路。計數電路中的鎖存功能由鎖存器74LS273完成，D0到D7端為數據輸入端，分別對應接到計數器的輸出端。MR端為異步清零端，接高電位使其保持在工作狀態。時鐘信號由測量電路中的單穩態觸發器輸出端經過反相得到，使其在技術結束時進行鎖存。Q0到Q7端為輸出端，分別接到下一級顯示電路的譯碼器輸入端。

顯示電路主要包括譯碼器7448和數碼管兩部分，計數電路的鎖存器輸出端分別接到譯碼器輸入端，譯碼器LT，RBI均接高電位使其保持工作狀態，QA到QG為譯碼器輸出端分別接到數碼管輸入端，同時Vcc接限流電阻接到輸入端。當接入被測電阻電路工作時，計數器計數再通過鎖存器將計數結果送入7448譯碼器，譯碼器將相應數值譯成高低電平送入數碼管，數碼管顯示相應數值。顯示驅動電路，A0到A3為輸入端，當LI和RBI同時置高電位時譯碼器工作。Ya到Yg為輸出端，分別接數碼管各端驅動顯示。

二、結束語

在這次設計中雖然遇到了許多的困難，首先在設計總電路的時候就有好多方案，是經過了多次的實驗測量選擇出了最合適的方案進行設計。通過與同伴、老師進行商議討論，最終完成了設計方案的確定，通過查閱相關參考文獻對STC89C52單片機的各個管腳進行了了解。以及電路中各個芯片的使用，每個管腳的作用都要有所熟悉才能夠進行本次設計。在進行555定時器產生單脈沖信號時脈沖信號出現了小毛刺，對設計結果產生了不小的影響，后經過上網查閱資料得知信號干擾的解決方法可以在多諧振蕩器輸出端加入74HC08使輸出波形毛刺減少，從而使單片機測量結果變精確。

參考文獻：

[1]胡輝.單片機原理及應用設計[M].北京：中國水利水電出版社，2005.

[2]康華光.電子技術基礎（模擬部分）第四版[M].北京：高等教育出版社，1999.

[3]邱關源.電路（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2006.

篇2

1、記錄移動電源總容量，在移動電源的外殼和說明書上即可查看；

2、給移動電源充滿電；

3、記錄手機電池容量，可通過查網站、查看說明書和打開電池蓋查看；

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關鍵詞：橡膠樹；容柵原理；樹皮厚度；精度分析

中圖分類號：TP212.9；S794.1 文獻標識碼：A 文章編號：0439-8114（2015）15-3756-04

DOI：10.14088/ki.issn0439-8114.2015.15.046

Abstract： Based on capacitive principle，a set of intelligent rubber tree bark thickness measuring instrument was designed， and through the measurement test of rubber tree bark thickness， the numerical difference of standard deviation and variation were obtained. Results showed that compared with the traditional measurement method， the efficiency of the intelligent rubber tree bark thickness measuring instrument increased by 17～19 times， with the characteristics of portability， low cost， high precision， good stability and so on， which will play a pioneer role in the field of ecological instrument measuring thickness of the bark of rubber trees in China.

Key words： rubber tree； capacitive principle； bark thickness； accuracy analysis

天然橡膠兼具農業與資源屬性，是四大基礎工業原料中惟一的可再生資源，已被廣泛應用于工業、農業、國防等領域[1]。橡膠樹經濟壽命的長短主要取決于割膠的耗皮量，沒有樹皮，橡膠樹就失去了特有的經濟價值[2]，橡膠樹樹皮厚度不僅能夠預測病蟲危害、樹木生長和遺傳變異等情況，還能夠評估出樹皮中經濟成分的含量[3]，并對割膠過程進行充分的指導[4]。因此，對橡膠樹樹皮及樹皮厚度進行研究意義重大。

目前，國內對樹皮厚度的測量仍然處于基礎階段，即用刀切出一塊樹皮，然后采用鋼尺或游標卡尺進行直接測量的方法。該測量方法不僅效率低，而且對樹皮損傷較嚴重，同時不同的測量人員切取的樹皮區域存在一定的差異，因而人為因素易造成同一部位測量的樹皮厚度值有較大的誤差。國際上只有瑞典研發了一款樹皮厚度測量器，其價格高，量程0～50 mm，而且該測量器仍處于機械讀數階段，讀數慢，效率低，同時讀數存在主觀誤差，這些問題使得測量器的推廣受到了限制[5]。綜合考慮以上原因，研發了一種便攜式、高效、成本低、精度高的電子測量儀，且價格低廉。

1 測量儀基本工作原理

1.1 容柵傳感器

容柵式傳感器是在變面積型電容式傳感器的基礎上發展起來的一種新型傳感器。它同時具有多極電容帶來的平均效應與電容式傳感器的優點，并且采用閉環反饋式等測量電路，從而降低了寄生電容的影響，提高了抗干擾能力及測量精度。它與光柵、感應同步器等其他數字式位移傳感器相比，具有體積小、結構簡單、準確度和分辨率高、測量速度快、功耗小、成本低、對使用環境要求不高等優點，因此在電子測量技術中占有十分重要的地位。

1.2 容柵傳感器測長基本原理

容柵位移傳感器與電容兩極板之間的間隙d和介電常數ε有關，其原理為在一定的條件下，電容變化量ΔC的大小與耦合面積變化量Δs呈正比，即ΔC=（ε×Δs）/d。另外，容柵位移傳感器又可分為長容柵位移傳感器和圓容柵角位移傳感器。本設計所涉及的是長容柵位移傳感器。

2 智能測量儀設計

2.1 結構設計

如圖1、圖2和圖3所示，分別為設計的橡膠樹樹皮厚度測量儀的主視圖、俯視圖及內部結構圖，包括插刀刀片2、鎖緊螺釘3、插刀固定部件4、彈簧9、位置限制叉1、顯示部件8、塑料手柄6、多功能按鍵5等。其中插刀刀片2插入到插刀固定部件4的槽中，通過鎖緊螺釘3進行固定；顯示部件8安裝在插刀固定部件4上，并且在插刀固定部件4的中部兩側有限位突起11，彈簧9纏繞在固定部件4的尾部上，且插刀固定部件4的端部與手柄6相連；限位叉1緊貼插刀柄4，且其尾部插入彈簧9的內部，限位叉上設有插刀刀片2，并設有限位擋塊10；其中，插刀固定部件4、限位叉1的后半部及顯示部件8、彈簧9等均在手柄6的內部。另外，插刀柄4上設有定柵，限位叉1上設有動柵。

2.2 部件設計及功能分析

1）手柄。手柄的前端安有透明顯示窗口，多功能按鍵設置在手柄中部，尾部設有端蓋。手柄采用符合人體工程力學的造型，使用更為舒適。材質為工程塑料，表面涂有樹脂材料，手接觸的地方設置有凸點，進一步防止打滑，便于操作。

2）顯示部件。顯示部件由集成電路、傳感器、介電層、顯示屏等組成，并連接有多功能按鍵。其中，集成電路設計有示數鎖定、自動關機等功能。

3）多功能按鍵。開關機、零點校正等功能均可通過多功能按鍵實現。在測量裝置關機時，輕按一下則開機；在開機狀態下，長按按鍵則啟動零點校正功能，短按一下則關閉測量裝置。

4）位置限制叉（圖4）。叉上設有插刀刀片，整體緊貼插刀固定部件，尾部插入在彈簧內，并設置有限位突起。

2.3 操作分析

啟動：輕按按鍵，裝置自動開機。

測量：用手握住手柄，將插刀插入樹皮，鋒利的插刀可以將樹皮刺穿，而位置限制叉則被樹皮阻擋在外部，絕對位置不變。在插入樹皮的過程中，位置限制叉向后滑動從而壓縮彈簧，當插刀插入到木質層時，因木質層具有較高的硬度而無法繼續刺入，對彈簧的壓縮因而停止。拔出插刀，便可在顯示屏上讀出示數。顯示示數將鎖定5 s以方便讀數，隨后自動清零以便下一次測量。另外，該裝置如果超過1 min未進行新的測量或零點校正操作，則儀器自動關機。

零點校正：為消除裝置間隙以及刀片的長度引起的測量誤差，在開機狀態下用手握住手柄，將位置限制叉在硬質平面上壓下，直到插刀刀片與平面接觸，長按多功能按鍵，系統將記錄此時位置限制叉與插刀固定部件的相對位置并設置為零，即可完成校正。

3 測量儀的測量及數據分析

為了對該儀器進行較準確的精度、準確度與穩定性分析，將該裝置與目前普遍使用的精度最高的游標卡尺測量法進行了對比試驗。根據不同年齡橡膠樹的樹皮硬度及厚度的差異，分別選取了橡膠樹1、2、3作為試驗對象。選取該3棵橡膠樹距離地面1 m處10 mm×10 mm的方形平整區域作為測量范圍，20次重復取平均值。為避免主觀因素的影響，由同一個試驗員進行3棵橡膠樹的樹皮厚度測量和讀數，兩種方法測得的數據如表1所示。

從表1可知，每一棵樹由設計電子厚度測量儀所測得的樹皮厚度的標準偏差均小于游標卡尺所測數據，標準偏差越小，其偏離平均值就越少。另外，3次試驗中，游標卡尺測出數據的方差分別為電子厚度測量儀測得的7.9、3.1、3.6倍，在充分利用試驗所得的數據估計試驗誤差的情況下可判斷，電子厚度測量儀的精度明顯高于游標卡尺測量法。游標卡尺測出數據的極差分別為電子厚度測量儀的2.4、1.8、1.6倍，因此電子厚度測量儀作為分散性數據的測量儀器具有很高的穩定性。經電子厚度測量儀測量的數據變異系數均小于經游標卡尺測量得出數據的變異系數，進一步說明前者數據精密度好于后者。

3棵樹兩種測量方法所得結果的散點分布圖見圖5、圖6和圖7。

由圖5、圖6、圖7顯示的數據變動幅度可以得出，經電子厚度測量儀測量的數據上下波動幅度較游標卡尺測量所得的數據小。另外，相對于中心點的分布情況，數據集中度較好，并不發生很尖銳的變動。電子厚度測量儀測量數據的彼此符合程度明顯優于游標卡尺所測數據，因此有更高的精密度，能反映重復分析測定均一樣品所獲得的測定值之間的較高的一致性程度。

該橡膠樹樹皮電子厚度測量儀大大提高了測量效率，在滿足測量要求的前提下，統計了兩種測量儀器一次工作所需的時間并分別計算其效率。樹皮厚度測量儀只需將插刀插入樹干即可測量樹皮厚度，統計該儀器對每種樹進行測試所需時間；而游標卡尺測量需要鑿開樹皮進行測量，對每棵樹則進行一次測量。其測量時間結果如表2所示。從表2可以看出，橡膠樹樹皮電子厚度測量儀的測量時間遠短于傳統游標卡尺的測量時間，其效率是游標卡尺測量法的17～19倍。

4 小結

基于對容柵技術的測長位移傳感器的研究和橡膠樹皮厚度的物理特性分析，設計了一種結構簡單的橡膠樹樹皮電子厚度測量儀。測量數據結果表明，橡膠樹樹皮電子厚度測量儀的精密度明顯優于傳統電子游標卡尺測量法，且變異系數均小于傳統的卡尺測量，效率是游標卡尺的17～19倍，采用本設計的橡膠樹樹皮厚度儀在測量精密度、穩定性、效率等方面均明顯優于傳統測量方法。該測量儀不僅結構簡單，便于攜帶，而且成本低、易操作、使用方便，測量樹皮厚度迅速準確，測量方法便捷，測量結果顯示直觀，將對中國生態儀器的研究有著重要的推進作用。

參考文獻：

[1] 何焯亮，王 濤，成滿平.可調節式橡膠樹割膠機的設計[J].湖北農業科學，2014，53（17）：4195-4198.

[2] 祁棟靈，王秀全，張志揚，等.世界天然橡膠產業現狀及科技對其推動力分析[J]. 熱帶農業科學，2013，33（1）：61-66.

[3] 王曉林，蔡可旺，姜立春.落葉松樹皮厚度變化規律的研究[J].森林工程，2011.2（27）：8-11.

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關鍵詞：控制系統；ATmega128；糧食水分測量儀；AVR單片機

中圖分類號：TP301文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2012)16-3998-02

Researches on the Technology of Grain Moisture Measurement Based on 555 Integrated Circuit

WAN Zhi-qiang1, DONG Yu-de1, ZANG Jun1, YANG Xian-long2,YE Fei2, SHI De-cai2

(1.School of Mechanical & Automotive Engineering, Hefei University of Technology, Hefei 230009, China;2.QuanJiao JinZhu Mechani? cal Manufacturing Co., LTD, Chuzhou 239500, China）

Abstract: In order to quickly and accurately detect the food contained in the water, and also to better storage and maintain commissariat to various physiological properties and eating quality .A method based on the 555 integrated circuit of grain moisture detection is used in this paper,containing some moisture of grain is equivalent to corresponding dielectric constant,it can produce a different frequency signal in composed of 555 chips moisture detection circuit.The grain moisture detection method reported in this paper is based on this principle to achieve. This paper has focused on the 555 integrated circuit of grain moisture detection circuit principle, and finally the final effect dia? gram has been gived.

Key words: control system; ATmega128; grain moisture measurement; AVR microcontroller

傳統的糧食水分檢測方法，由于測量的周期較長，難以滿足在線測量和精確測量的要求。當前糧食水分檢測方法原理上大概有：電阻法、電容法、微波法、核磁共振法等[1]。微波法和核磁共振法結構復雜，成本較高，不能滿足檢測對象的專用性[2]；電阻法和電容法原理簡單、測量結果準確，同時也有抗干擾性差等缺點，但成本低廉，硬件和軟件都易于實現。文中所提出的基于555集成電路的糧食水分檢測技術，正是基于電容法原理而實現的。

2.1主控制芯片

系統的主控制芯片采用的是愛特梅爾公司（ATMEL）生產的ATmega128控制芯片。ATmega128單片機的最大特點是處理速度快，端口資源豐富，可以提供多達64個端口。這就可以為糧食水分測量系統提供各自獨立的端口資源[4]。

2.2溫度傳感器

溫度傳感器采用的是美國DALLAS公司生產的數字溫度傳感器DS18B20。該傳感器結構簡單，性能可靠，采用“一線總線”的結構特點，可用一根I/O數據線既供電又傳輸數據。與ATMEL128微處理器連接時僅需要一條口線即可實現微處理器與DS18B20傳感器的雙向通訊[5]。

整個糧食水分測量控制系統由主控制板、溫度和濕度電路板、電源和電機電路板、按鍵電路板共4快電路板組成。整個糧食水分測量儀實物圖如圖2所示。

糧食水分測量儀控制系統整個工作流程是：在給控制系統接上電源并開機后，控制系統首先開始自檢并進行參數的初始化，分配對應的端口地址，按照設置好的測量參數，分別采集溫度信號和濕度信號，并把采集來的信號進行處理，把測量結果顯示在液晶顯示器上，然后根據各個功能按鍵的指令，執行相應的測量功能。至此，糧食水分測量儀的整個控制系統便開始進入正常工作的狀態。系統的主流程圖如圖3所示。

該文分析了基于555集成電路的糧食水分檢測技術，提出了采用電容法檢測原理，并給出了電路檢測原理圖。在此基礎上，完成了硬件電路設計。由于影響糧食水分測量的因素較多，測量時因充分考慮各種因素帶來的影響。該文在大量實驗數據的基礎上，提出了糧食水分含量、溫度、重量等幾個參數的關系。通過實驗室大量實驗表明，該測量儀具有結構簡單、精度較高等優點。目前由于程序的單一性，對稻谷水分可以實現較為精確的測量。下步隨著程序的不斷完善，可以測量更多品種糧食的水分（高粱、小麥、大豆等）。

[1]張永林,張勝全,劉文生.糧食水分在線測量評述[J].武漢工業學院學報,2003,22(4) .

[2]金永君,艾延寶.核磁共振技術及應用[J].物理與工程,2002,12(1):47-48.

[3]沈建良,趙文宏,賈玉坤,等.ATmega128單片機入門與提高[M].北京:北京航空航天大學出版社,2009.

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關鍵詞：非接觸式智能IC卡；諧振頻率；LCRMeter；頻譜分析儀

1 引言

近年來，大到金融、公共交通和社會保障，小到圖書館、校園和門禁等，智能卡的應用領域日益多元化，相關的智能卡設計、生產企業越來越多。由于智能卡被完全密封，對其整體電氣參數L、C、R的測量造成了困難，而諧振頻率作為能夠反映智能卡天線端口部分電氣參數的重要指標，被各企業及研發單位廣泛用于設計或生產參考，長期以來被大量使用。但到目前為止，對于諧振頻率的測量方法，業界尚無統一標準。同時，業界在提及諧振頻率值的時候，往往忽略其測量方法以及明確的誤差范圍，因此在智能卡測量領域，諧振頻率這一參數的真實性和可靠性長期被忽視。

2 諧振頻率測量方法概述

以符合ISO/IEC14443標準的智能卡為例，協議規定了通信用載波頻率為13.56 MHz，但對智能卡本身的諧振頻率未規定標準值，因此，客觀上造成了目前流通的智能卡諧振頻率的多樣性。目前，按照智能卡的形態，業界常用的智能卡諧振頻率的測量方法主要有兩種：

1）公式計算加儀器測量。（測量出基本參數值，代入公式計算諧振頻率）

2）頻譜分析儀或網絡分析儀配合自制裝置測量。（直接測量密封智能卡的諧振頻率）

2.1 公式計算法

智能卡在物理結構上，主要由三部分組成，1：IC芯片，2：耦合天線，3：封裝材料，如圖1所示，其中封裝材料通常為絕緣材質，不引入電氣參數，故本文不做深入分析。智能卡的諧振頻率fres公式如下：fres=■，可見，fres取決于等效電路中的電感值和電容值。

圖1中，虛線La/Lb右邊，為IC芯片端口部分與諧振頻率相關的電氣參數，Rab為IC芯片端口電阻值的總和，Cic為IC芯片端口電容值的總和，Cmount其含義為IC芯片封裝成模塊時引入的電容值，如芯片不需要進行模塊封裝，則可忽略Cmount。虛線左邊，為耦合天線部分與諧振頻率相關的電氣參數，Lcoil為耦合天線的電感值，Rcoil為耦合天線的電阻值，Ccoil為耦合天線的電容值，Cpack其含義為耦合天線在制卡過程中引入的封裝電容值，其值與制卡過程中多種因素相關，視具體情況而定。依據圖1的等效電路結構，我們將智能卡fres的計算公式擴充如下：

當我們有了詳細的計算公式，是否就可以計算出準確的fres呢？實際情況并非如此。接下來，我們介紹各L、C參數的測量方法，以及誤差來源。

目前IC芯片較為常見的模塊封裝形式有XOA2和COB兩種，而且由于Cmount會受到各模塊加工廠的技術水平、用料以及靜電防護等綜合因素的影響，所以各模塊加工廠出產的模塊其Cmount存在差異，且無法給出準確值 ，至此，用智能卡的fres計算公式引入了第一個參數誤差；同時在智能卡的制卡環節，由于Cpack會受到各制卡廠的技術水平、用料以及加靜電防護等綜合因素的影響，所以各值卡廠出產的卡片其Cpack也存在差異，且無法給出準確值，由此引入了第二個參數誤差。在實際計算中，上述兩個參數通常采用經驗值，由此計算得到的fres就會存在誤差。因此要求我們在使用fres的時候，需明確其誤差范圍。特別要強調的是，對于不同的條件下加工得到的智能卡，上述兩個參數的經驗值是不可以通用的。

用Agilent 4285A（LCR Meter）配合測量夾具Agilent 16047E，對等效電路中的Cic、Lcoil和Ccoil進行測量。由于耦合天線和IC芯片的寄生參數都會給測量結果帶來誤差，所以選擇合適的等效電路模型，可以有效降低寄生參數的影響。（測量步驟略）通過測量得到Lcoil和Lm，代入公式計算出耦合天線的Ccoil。

我們對如圖2所示帶有模塊底座的耦合天線樣本進行了測試，為了說明模塊底座對測量結果的影響，我們分別測量耦合天線帶有模塊底座與去除模塊底座后的Lcoil和Ccoil，如表1所示（表中數據均為測量了10次以后的平均值，有效位數保留到小數點后2位，下同）。比較表1的數據可以發現，該模塊底座的存在對該耦合天線樣本的Lcoil無影響， 但會使Ccoil增加0.16 pf。

接下來，我們討論如何測量IC芯片的端口電容Cic，樣本如圖3所示，選用的芯片為NXP S50，左邊為模塊底座（同圖2中的底座模塊），右邊為完成完成模塊封裝（XOA2）后的樣本外觀，所以下文中得到的電容值構成為“Cic+ Cmount（Cmount中包含了C模塊底座）”。

由表2可見，測量頻率對于Cic+ Cmount之和的影響很小，但不同的測量電壓，對于Cic+ Cmount之和的影響很大，主要是因為Cic是各部分電容的總和，當測量電壓從小到大增加時，Cic隨著IC芯片內部電路的逐漸開啟而減小，當測量電壓增加到IC芯片電路能夠正常工作時，Cic將維持穩定。因此，以測量頻率13.56 MHz為例，測量電壓從0.5Vrms增加至2Vrms的過程中，IC芯片會處于3 種狀態，第一，IC芯片完全不工作（0.5Vrms），第二，IC芯片端口電路部分開啟（1~1.5Vrms），第三，IC芯片端口電路全部開啟（2Vrms）。

不同的測量電壓條件，反映到諧振頻率中又是如何？我們還需要對特定環境下加工的Cmount和Cpack給出經驗值，由于本文在IC芯片電容的測量結果中已經包含了Cmount，所以此處僅需給出Cpack，其經驗值為1.5 pf，然后分別將13.56 MHz頻率下，將各電容值和電感值帶入公式進行計算，可得到表3。

可見從0.5Vrms至2.0Vrms，fres出現了約0.83 MHz的波動，考慮到計算參數還中包含了經驗值Cpack，一方面經驗值的估算是否準確尚存疑問；另一方面測量值Ccoil、Lcoil和Cic+Cmount，目前業界尚無統一的測量方法，不同測量條件下，得到的結果相去甚遠；更有甚者，在fres的計算中直接忽略了Cmount和Cpack兩個參數。因此，同樣是采用計算公式，面對相同的樣本，大家得到的fres很難達到統一，那么我們在使用fres進行設計、驗證、生產時不得不小心謹慎，避免由于計算結果的不準確產生對產品特性的誤判。

2.2 使用儀器及相應測量裝置，直接測量諧振頻率

當我們的測量樣本為密封狀態的智能卡時，目前業界主要采用如下三種測量方法進行智能卡諧振頻率的測量：

1：帶跟蹤信號發生器（RF輸出）功能的頻譜分析儀，配合自制夾具。

2：不帶跟蹤信號發生器的頻譜儀（成本較低），配合信號發生器（相當于頻譜分析儀的跟蹤信號發生器）及自制夾具。

3：矢量網絡分析儀，配合自制夾具。

上述三種測量儀器，原理基本相同，即在某個頻率區間內以額定的功率發射信號，無諧振時，在測量儀器的屏幕上顯示的功率曲線為一條直線，當某個頻率恰好與待測智能卡的fres相吻合時，測量系統就會產生諧振，使得輸入端檢測到的功率值達到最大，此時觀察測量儀器的屏幕會出現一個波峰（或者波谷），該波峰對應的頻率值即被稱為智能卡的fres。下文中以頻譜分析儀HP8591E為例介紹第一種測量方法。

具體測量方法如下：

1）在HP8591E的輸出端和輸入端各接一個線圈（天線），將兩只線圈以水平方式上下疊加，制做成固定的測量夾具（如圖4所示，圖中智能卡樣本為上海公交卡）。

2）然后設定起始頻率和截止頻率。

3）設定發射功率，RF端有功率輸出。

4）然后將待測智能卡放置在夾具上方。（智能卡與天線的間距小于1 cm）

5）按PK SEARCH鍵，頻譜儀界面就會將MARKER點標記到頻譜中功率的最高點，如圖5所示。此波峰點對應的頻率即為智能卡的fres。

在了解了測量方法后，我們選取了部分目前上海市場中較常見的智能卡作為測量樣本，如圖6所示（包括上海市民卡1張、上海公交卡2張、上海地鐵單程票2張、世博海寶交通卡1張、杉德萬通卡1張和華虹餐廳就餐卡1張）。

在測量前，我們需要設定發射天線的功率值，為保證測量到的fres能夠真實反映各種智能卡的電氣特性，我們設置的起始頻率和截止頻率范圍是10 MHz 至20 MHz，設置的發射天線功率值通常在10 dbm以下，或者是控制輸出電流小于等于20 mA。在上述測量條件確定以后，我們得到了每張智能卡的fres。

表4中諧振頻率的測量結果，驗證了前文中提到的，目前流通的智能卡諧振頻率的多樣性。但本文強調的重點在于，我們采用上述方法，測量fres得到了表4中的結果，那么同樣的樣本，不同的測量儀器，諧振頻率的測量結果會相同嗎？對此，我們以上海公交卡為樣本，在如圖7所示的測量儀器及配套的測量夾具上進行了測量，測量原理同前，讀取儀器屏幕中波峰值對應的頻率點即為智能卡的fres（如表5所示）。但因為目前業界對測量夾具中天線的線徑、匝數、面積、間距、材料和相對位置等參數尚無統一的規格標準，因此使用圖7中的測量夾具時，智能卡需要放置于兩個天線之間。（我們稱該裝置為“方法4”，以區別于2.2節開始時提到的那三種方法。）

通過對表5的測量數據的分析，不難發現，對于上海公交卡1，使用方法1和方法4測量到的fres差值達到了2.02 MHz，波動比例分別達到12%和11%，，而對于上海公交卡2，fres差值達到了 1.7 MHz，波動比例分別達到10%和9%。至此，回答了前文中提出的疑問，同樣的智能卡在不同的測量方法下，fres測量結果相差極大，面對這樣的測量結果，顯然缺乏進行比較的基礎。此時，即使我們加入了測量方法的描述，但是由于測量儀器的不同，測量夾具不規范，很顯然，單純的討論fres是沒有意義的。

那么同樣的樣本，采用同樣的測量儀器，但是不同的測量方法，fres的測量結果會相同嗎？我們仍以上海公交卡為樣本，采用方法一及其配套測量夾具，僅改變測量方法中的第4點，即待測智能卡與測量夾具的間距，然后測量fres。如表6所示，以樣本與測量夾具的間距作為變量，隨著樣本遠離測量夾具，得到的fres呈現單調下降趨勢。盡管在表6中fres從 0 mm至20 mm僅降低了0.35 MHz，該差值的絕對值并不算大，但是亟待確認的是，在什么樣的測量間距下，得到的fres才最接近真實值？另外，測量環境的射頻噪聲對fres的影響也不容忽視，如果測量環境附近有高頻信號發射裝置，或者有大的金屬物體，都會對測量結果造成影響，作為實驗室測量環境應該避免射頻噪聲的影響，本文對此不再展開。

篇6

不確定度的含義是指由于測量誤差的存在，對被測量值的不能肯定的程度。反過來，也表明該結果的可信賴程度。它是測量結果質量的指標。不確定度愈小，所述結果與被測量的真值愈接近，質量越高，水平越高，其使用價值越高；不確定度越大，測量結果的質量越低，水平越低，其使用價值也越低。在報告物理量測量的結果時，必須給出相應的不確定度，一方面便于使用它的人評定其可靠性，另一方面也增強了測量結果之間的可比性。檢測標準為《工業企業廠界環境噪聲排放標準》（12348－2008），不確定度按照JJF1059－1999進行評定。工作溫度－10℃～50℃，相對濕度20％～90％RH，某企業廠界。檢測儀器為HS5670B型積分平均聲級計。

2測量原理和數學模型

2．1測量原理

由傳聲器將聲音轉換成電信號，再由前置放大器變換阻抗，使傳聲器與衰減器匹配。放大器將輸出信號加到計權網絡，對信號進行頻率計權（或外接濾波器），然后再經衰減器及放大器將信號放大到一定的幅值，送到有效值檢波器（或外按電平記錄儀），在指示表頭上給出噪聲聲級的數值。聲級計中的頻率計權網絡有A、B、C3種標準計權網絡。A網絡是模擬人耳對等響曲線中40方純音的響應，它的曲線形狀與340方的等響曲線相反，從而使電信號的中、低頻段有較大的衰減。B網絡是模擬人耳對70方純音的響應，它使電信號的低頻段有一定的衰減。C網絡是模擬人耳對100方純音的響應，在整個聲頻范圍內有近乎平直的響應。聲級計經過頻率計權網絡測得的聲壓級稱為聲級，根據所使用的計權網不同，分別稱為A聲級、B聲級和C聲級，單位記作dB（A）、dB（B）和dB（C）。

2．2數學模型

被測量地點的噪聲值為：Lc＝Li×fmen×fz。式中Lc為噪聲測量值；Li為積分平均聲級計顯示值，單位：dB；fmen為實驗室人員對測量結果的影響引入的修正因子；fz為環境條件對測量結果的影響引入的修正因子。上述fmen、flab兩個因子的數學期望值均為1，即：E（fmen）＝E（flab）＝1。2．3測量不確定度的來源不確定度來源主要包括以下方面：重復測量的重現性帶來的不確定度、測量儀器的計量性能局限性引入的不確定度、標定儀器所用的標準電容傳聲器引入的不確定度及測量人員、環境引入的不確定度。由于本測量所用的方法為國家標準方法《工業企業廠界環境噪聲排放標準》（12348－2008），故不考慮方法本身的誤差，因此在測量不確定度評定中只需考慮與測量過程有關的不確定度分量。因為只有滿足環境條件、具備能力資質的實驗人員才能進行測量，測量人員、環境條件對測量結果的影響的數學期望值均為1，可不引入。

3測量不確定度的評定

3．1A類不確定度

重復測量帶來的不確定度屬于A類不確定度，對同一地點進行平行測量10次，結果見表1。X的最佳估計值可以用10次測量結果的平均值來表示：X＝∑10i＝1Xi10＝47．1（dB），標準不確定度（平均值的實驗標準差）：Li＝∑10i＝1（Xi－X）210（10－1槡）＝0．08692，相對不確定度為：Urel1＝L1X＝0．001845。

3．2測量儀器的計量性能局限性引入的不確定度

測量儀器的計量性能局限性引入的不確定度屬于B類不確定度。儀器的測量范圍為25～135dB，最大允許誤差為2．0dB，取均勻分布（如果對影響量的分布情況沒有任何信息時，則較合理的估計是將其近似看作均勻分布）。L2＝2．0／135槡3＝0．0086，則相對不確定度為：Urel2＝L2135＝0．0086135＝0．0000637。

3．3標定儀器所用的標準電容傳聲器引入的不確定度

標定儀器所用的標準電容傳聲器引入的不確定度屬于B類不確定度，根據黑龍江省計量檢定測試院出具的檢定證書，其不確定度為：L3＝0．1dB，測量范圍為：10～20000Hz，則相對不確定度為：Urel3＝L320000＝0．0000005。

3．4測量結果的合成標準相對不確定度

由于3．1、3．2和3．3之間不存在相關性，故合成相對標準不確定度可表示為：Urel＝Urel12＋Urel22＋Urel3槡2＝0．00185，合成標準不確定度為：U＝Urel?X＝0．09。

3．5擴展不確定度：

取包含因子k＝2，則擴展不確定度為：U（p）＝k?U＝0．18。測量結果為p＝47．1±0．18dB。

篇7

關鍵詞：電壓互感器鐵磁諧振措施

一.引言

互感器是一種利用電磁原理進行電壓、電流變換的變壓器類設備，在電力系統廣泛被使用,它是將電力系統一次回路中的電量信息按一定的比例關系傳遞到二次回路提供給測量儀表和繼電保護裝置等二次設備，對系統進行監視、測量和保護。電壓互感器廣泛應用于電力系統中，主要用于測量和繼電保護。通過電壓互感器將高電壓按一定比例變成低電壓，以便進行測量和監視，同時，由于電壓互感器自身的特點，可以使電力系統二次側與一次側隔離，降低了對測量儀表和繼電器的絕緣強度要求，使測量儀表和保護裝置標準化、小型化，并使其結構輕巧，便于屏內安裝。

二.電壓互感器的基本知識

電壓互感器是將電力系統的高電壓變換成標準的低電壓(或)的電器。它與測量儀表配合時測量電壓和電能，與繼電保護裝置配合時則可對電力系統進行繼電保護。電壓互感器有電磁式和電容式之分，電磁式電壓互感器實際上就是一種小容量、大電壓比的降壓變壓器,因而其基本原理與變壓器沒有任何區別。它的一次繞組與電源、二次繞組與負載都遵守并聯接線原則。

電壓互感器二次繞組不能短路運行，因為電壓互感器要求變換電壓準確，通常內阻抗很小，短路阻抗壓降很小。短路時二次側產生很大的電流，電壓互感器有燒壞的危險。由于電壓互感器一次側與高電壓直接連接，若在運行中互感器的絕緣被擊穿，高電壓即竄入二次回路，將危及二次設備和人身安全，所以二次側繞組必須一端接地。

三.鐵磁諧振產生的原因

在中性點不接地系統中，正常運行時，由于三相對稱，且電壓互感器的勵磁阻抗很大，大于系統對地電容，兩者并聯后可等值為某電容c，從而系統的對地阻抗呈現容性。在系統諧振時，電壓互感器將產生過電壓使電流激增，此時除了造成一次側熔斷器熔斷外，還將導致電壓互感器燒毀。個別情況下，還會引起避雷器、變壓器、斷路器的套管發生閃絡或爆炸。

造成鐵磁諧振的原因有很多，下面簡單介紹一下：

⑴單相接地，使健全相的電壓突然升高至線電壓；

⑵由于雷擊或其他原因造成線路瞬時接地，進而引起系統單相弧光接地，使健全相電壓突然上升，產生很大的涌流；

⑶在電壓互感器突然合閘時，其一相或兩相繞組內出現巨大的涌流；

⑷電壓互感器的高壓熔絲不對稱故障；

⑸關合閘時三相不同期等，都可造成電壓互感器三相鐵心出現不同程度的飽和，系統中性點出現較大的位移，位移電壓可能是工頻，也可能是分頻或高頻，飽和后的電壓互感器勵磁電感變小，此時若系統的對地電感與對地電容相匹配，就形成三相或單相共振回路，可激發各種鐵磁諧振過電壓。

工頻和高頻鐵磁諧振過電壓的幅值一般較高，可達額定值的3倍以上，起始暫態過程中的電壓幅值可能更高，危及電氣設備的絕緣。分頻鐵磁諧振可導致相電壓低頻擺動，勵磁感抗成倍下降，過電壓并不高，感抗下降會使勵磁回路嚴重飽和，勵磁電流急劇加大，電流大大超過額定值，導致鐵心劇烈振動，使電壓互感器一次側熔絲過熱燒毀。電網發生鐵磁諧振過電壓較明顯的現象為系統有接地信號，電壓表計指針不停地擺動，電氣設備有較強烈的電暈聲。

四.電壓互感器的諧振措施

1.pt中性點經消諧器和小電阻接地

中性點串入的電阻等價于每相對地接入電阻，能夠起到消耗能量、阻尼和抑制諧波的作用。在線路單相接地時，由于中性點對地帶有一定電位，故能相應減少非故障相pt繞組的電壓，使pt的飽和程度降低，不至于發生鐵磁諧振。在線路出現較長時間單相接地時，消諧器上將出現千余伏電壓，電阻下降，使其不至于影響接地指示裝置的靈敏度，同時非線性電阻片的熱容量相當大，可滿足放電電流的要求。

2.改變接線方式

在中性點加pt，使得系統零序阻抗增大，各pt在故障下承受較小的電壓，該電壓不至于使pt鐵芯飽和，也不會給pt高壓保險造成沖擊。

3.互感器的選擇

r>

選用勵磁特性和伏安特性較好的電磁式電壓互感器或改用電容式電壓互感器。

4.消弧線圈的安裝

選擇消弧線圈安裝位置時,應盡量避免由于電網運行方式的改變而使部分電網失去消弧線圈。

5.互感器的設計

在設計互感器線路時，減少同系統中電壓互感器的組數和中性地接地組數，增大系統感抗。對于高壓側中性點經隔離開關接地的電壓互感器，當相鄰母線并列運行時，將其中一組電壓互感器中性點隔離開關拉開，有利于增大系統感抗。

6.pt開口三角繞組接電阻或分頻消諧裝置

由于電阻接在開口三角繞組兩端，必然會導致一次側電流增大，也就是說pt的容量要相應增大。從抑制諧波方面考慮，r值越小，效果越顯著，但pt的過載現象越嚴重，在諧振或單相接地時間過長時甚至會導致保險絲熔斷或pt燒毀。要很好地抑制鐵磁諧振，降低pt一次側電流，同時亦保持了接地指示裝置對零序電壓幅值和相位的靈敏度，其優點相當突出，故可采了如下措施：

⑴長遠來說，將用單相pt替代消諧器串接在中性點上，目前暫不更動以繼續觀察消諧器的運行效果。

⑵在新變電站安裝時采用抗諧振型pt。

參考文獻：

[1]呂俊霞電壓互感器常見故障的處理方法[j]電工文摘2009.6

[2]劉議華,顧皓亮,吳曉華,翁頂立電壓互感器的運用及常見問題分析[j]低壓電器2011

篇8

中圖分類號:TN710-34文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)18-0028-02

Design and Realization of Intelligent Capacitance TesterBased on Single Chip Microcomuter

XU Si-cheng

(Department of Mechanical and Electrical Engineering, Henan Quantity Engineering Vocation College, Pingdingshan 467002, China)

Abstract: A new scheme for design and implementation of the intelligent capacitance tester is proposed based on the analysis and comparison of traditional capacitance measuring instrument. Taking MCS-51 SCM as a control core of the instrument, the instrument was realized in combination with multichannel harmonic oscillator, multi-way switch and fewer external resources, and the measurement process intellectualization, simple structure, low cost and digital display were achieved. The system testing and application prove that the system has reliable performance, high accuracy of measurement, and achieves the desired effect of the design.Keywords: single chip micro-controller; intelligent capacitance tester; multivibrator; digital display

0 引 言

測量電容元件集中參數值的儀表種類較多,方法也各有不同,但都有其優缺點。一般的測量方法都存在計算復雜,不易實現自動測量,而且很難實現智能化的不足。該設計打破了傳統的設計模式,首先把較難測量的電容元件參數利用555定時器構成的多諧振蕩器轉換成簡易測量的頻率信號[1-2],然后使用單片機計數后再運算求出電容值,最后送數碼顯示電路,實現了智能化測量,避免了由指針讀數引起的誤差。

1 電路的設計與實現

1.1 電路設計方案及說明

系統分為測量電路、通道選擇和控制電路三大部分[3],如圖1所示。測量電路的核心是由555定時器[4]構成的多諧振蕩器,通道選擇由集成數據選擇器實現,控制通道由MCS-51[5-6]構成。根據所選通道,通過P0.3口和P0.4口向模擬開關發送兩位地址信號,取得振蕩頻率,然后根據所測頻率判斷是否轉換量程,或者是把數據進行處理后,得出相應的參數值。

1.2 各部分電路設計

1.2.1 電容測量電路

電容的測量采用脈沖統計法[7],如圖2所示。由555電路構成的多諧振蕩電路,通過計算振蕩輸出的頻率來計算被測電容的大小。555定時器接成多諧振蕩器的形式。該電路的振蕩周期為:

T=T1+T2=Cx(ln 2)(R+2R3)(1)

有:

fx=1/T=1Cx(ln 2)(R+2R3)(2)

所以:

Cx=1/T=1fx(ln 2)(R+2R3)(3)

圖1 系統硬件設計

為了使振蕩頻率保持在這一段單片機計數的高精度范圍內,在選擇合適R的前提下,所測電容分為兩檔:

(1) 當0.001 μF≤Cx≤0.1 μF,且P3.0接高電平,P3.2接低電平時,R=R1=R3=483 Ω,C3取0.01 μF。由式(2)可知,對應頻率fx的范圍為10 kHz≤fx≤1 000 kHz,所以Cx=13fxR1ln 2。

(2) 當0.000 01 μF≤Cx≤0.001 μF,且P3.1接高電平,P3.3接低電平時,R=R2=R3=48.3 kΩ,同樣C3取0.01 μF。由式(2)可知,對應頻率fx的范圍為10 kHz≤fx≤1 000 kHz,所以Cx=13fxR2ln 2。

圖2 電容測試電路

1.2.2 多路選擇開關電路

利用74LS253實現測量類別的轉換,74LS253是雙四選一的模擬開關選擇器件[4]。當選擇了某一通道的頻率后,輸出頻率通過P3.4作為CPU定時器的時鐘源,并開始計數(P3.5懸空),當計數后讀出計數器的值,除以24就得到了被測C所對應產生的頻率,通過計算得到要被測值,如圖3所示。

圖3 選擇電路

1.2.3 數碼管顯示電路

圖4是四位LED靜態顯示驅動電路。

該電路具有鎖存、譯碼、驅動功能的CD4511[4]作為鎖存/譯碼/驅動電路,筆段測試輸入LT及消隱輸入BI接高電平(無效),鎖存輸入端LE分別接P1.7,P1.6,P1.5,P1.4。當LE為低電平時,譯碼輸出由ABCD輸入端編碼決定;當LE由低電平變為高電平時,鎖存輸入端ABCD的狀態,譯碼輸出也相應地保持不變,且具有超量程顯示功能[3,8]。

圖4 四位LED靜態顯示驅動電路

圖4中數碼管顯示顯示內容如圖5所示。

圖5 內容顯示

2 系統測試及整機指標

為了檢測該儀表的整機性能,該表和DT9508B型數字萬用表的實測數據如表1所示。

表1 測試數據pF

電容(理論值)萬用表讀數本儀表讀數

7066.767.8

400420410

850810821

5 0004 8104 870

20 00020 60020 400

80 00076 80077 500

經檢測該儀表指標達到了如下要求:

(1) 測量范圍:0.000 01 μF≤Cx≤0.1 μF;

(2) 測量精度:±5%;

(3) 制作4位數碼管顯示器,顯示測量數值,且能超量程顯示。

3 結 語

與傳統的電容測量儀表相比,基于單片機技術簡化了電路板的空間,提高了系統設計的可靠性,實現了測量過程的智能化[9-10]。經實際運行檢驗,儀表性能穩定可靠,測量精度高,響應速度快,且基本不受電源波動的影響,抗外界電磁干擾能力強,受周圍外界環境的影響小,因此有著廣泛的應用空間。

參考文獻

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篇9

關鍵詞：電流互感器；特點；故障

電流互感器是提供保護、測量用二次電流的一種重要電氣設備，其一次側與一次高壓設備相連，二次側與二次設備相連，它不僅能使測量儀表和繼電器保護等二次電氣設備與高壓電器裝置有效的隔離，保證工作人員的安全，還能使測量儀表和繼電器標準化和小型化，并可采用小截面的電線、電纜進行遠距離的測量；當高壓側發生斷路時，電流互感器還能保護測量儀表的電流線圈不受大電流的損害。

1 電流互感器特點

電流互感器一般有電磁式與電容式兩種形式，它的一次繞組直接串連在電力線路中，匝數很少，一次繞組中的電流完全取決于被測線路的電流；二次繞組的匝數較多，串接在測量儀表或繼電保護回路里。電流互感器在工作時，它的二次回路始終是閉合的，但因測量儀表和繼電保護裝置的串連線圈阻抗很小，電流互感器的工作情況接近短路，并且它的一次電流與二次回路的阻抗無關。電流互感器的二次側額定電流一般為5A或1A。運行中的電流互感器二次回路不允許開路，因為二次側開路會產生很高的電壓，直接影響設備和運行人員的安全。為了保證工作人員在接觸測量儀表測量儀表和繼電器時的安全，電流互感器二次側必須可靠接地，通常開斷電流互感器的二次回路前，應先將其二次端子用銅線短接。

2 電流互感器故障類型

⑴過熱。電流互感器發生過熱、冒煙、流膠等現象，其原因可能是一次側接線接觸不良、二次側接線板表面氧化嚴重、電流互感器內匝線間短路或一、二次側絕緣擊穿引起；⑵二次側開路。此時電流表突然無指示，電流互感器聲音明顯增大，在開路處附近可嗅到臭氧味和聽到輕微的放電聲；⑶內部有放電聲或放電現象。若電流互感器表面有放電現象，可能是互感器表面過臟使得絕緣降低。內部放電聲是電流互感內部絕緣降低，造成一次側繞組對二次側繞組以及對鐵芯擊穿放電；⑷內部聲音異常。原因有：電流互感器鐵芯緊固螺絲松動、鐵芯松動，硅鋼片震動增大，發出不隨一次負荷變化的異常聲；某些鐵芯因硅鋼片組裝工藝不良，造成在空負荷或停負荷時有一定的嗡嗡聲；二次側開路時因磁飽和及磁通的非正弦性，使硅鋼片震蕩且震蕩不均勻發出較大的噪聲；電流互感器嚴重過負荷，使得鐵芯震動聲增大；⑸充油式電流互感器嚴重漏油。當電流互感器在運行中發現有以上現象之一者，應轉移負荷，立即進行停電處理。

3 電流互感器開路故障

電流互感器開路現象：回路儀表指示異常，一般是電流表指示降為零，有功、無功表表的指示降低或有擺動，電度表轉慢或停轉。如表計指示時有時無則可能處于半開路狀態；電流互感器本體有異常響聲或震動不均勻、嚴重發熱、冒煙等現象，當然這些現象在負荷較小時并不明顯；電流互感器二次端子、元件線頭有放電、打火現象。

故障處理：發現電流互感器二次開路，應先分清故障屬哪一組電流回路、開路的相別，對保護有無影響。盡量減小一次負荷電流。若電流互感器嚴重損傷，應轉移負荷停電檢查處理；盡快設法在就近的試驗端子上，將電流互感器二次短路，再檢查處理開路點。短接時，應使用兩好的短接線，并按圖紙進行，穿絕緣靴，帶絕緣手套。若短接時發現有火化，說明短接有效。故障點在短接點以下的回路中，可進一步查找。若短接時沒有火化，可能短接無效。故障點可能在短接點以前的回路中，可以逐點向前變換短接點，縮小范圍。為了減少電流互感器開路時間，最好先從電流互感器端子箱排處短接。

4 電流互感器運行維護

電流互感器的運行過程中，運行人員要定期對其進行維護檢查，通常采用目測、耳聽和鼻嗅三種方法進行檢查，具體檢查內容有：⑴目測。接線端子是否過熱、變色。一二次回路接線應牢固，各接頭無松動現象。油位是否正常，有是否變色，油位計是否滲漏油。套管是否清潔，有無裂紋和閃烙痕跡檢查二次側接地是否牢固，二次側的儀表等接線是否緊密，檢查二次端子是否接觸良好，有無開路放電或打火。檢查端子箱是否清潔，有無雜物；⑵耳聽。是否有異常音響，電流互感器有無由于固定不緊而產生較大的嗡嗡聲，有無由于二次開路產生異常聲響等；⑶鼻嗅。是否因有過負荷而產生的焦糊味，是否有由于接線端子接觸不良引起放電產生的臭氧味等。

[參考文獻]

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關鍵詞：C8051F360；并聯諧振；RMS；DDS

1系統總體設計

利用并聯諧振法，基于DDS技術的高性能、高分辨率、高穩定度的信號源，能較好的解決頻率穩定性的問題，通過合理的程序編寫，能較好的解決測試時間長的問題，完全可以構成高性能RLC測量儀，故采用本方法。系統總體原理框圖如圖（1）。

―

―

圖1 系統總體結構

2硬件電路設計

2.1 DDS信號源

采用AD9833產生正弦波，頻率范圍為1Hz～1MHz。通過SPI串行接口與單片機相連，通過寫28位頻率字改變輸出頻率。當外部參考時鐘為25MHz時，輸出信號可以達到小于0.1Hz的分辨率。AD9833產生的信號通過兩級放大，與電壓跟隨器，恒壓輸出到測試接口。

2.2 測試接口

通過兩個繼電器的開合，使電路處于測電容狀態和測電感狀態，繼電器的控制由單片機的一個I/O口控制。當測量電容時，取2mH標準電感，電容的測量范圍為100pF～10000pF，誤差

2.3 AD637（RMS）

AD637屬于高準確度的單片真有效值/直流轉換器。輸入電壓有效值0～2V時，最大非線性誤差

3軟件流程設計

程序主要實現電容電感測量的功能，通過按鍵來判斷是測量電容還是電感，通過P2.6通斷繼電器即可。通過寫頻率字給AD9833，產生正弦波。從頻率為0Hz，步進為10000Hz開始步進，判斷電壓與前一電壓的大小，來確定是否諧振頻率落在這一步進范圍內，若超出范圍，則換成下一步進值，分別為1000Hz、100Hz、10Hz。通過循環操作找到電壓最大時的頻率值，換算顯示。

4測試方法

用示波器觀測AD9833信號發生器輸出的波形，從實際測得的波形可以看出，實際波形的頻率與設置頻率是否一致。再測試AD637，給其輸入由信號發生器產生的標準正弦波，由AD采集顯示，是否與預計的有效值電壓一致。最后接入已知電容和待測電感，以及已知電感和待測電容分別進行多次測量，將測量值填入下表，計算相對誤差，比較分析。測量數據的相對誤差都

實際值